1、帶自動關機功能的萬用表1.5V電池升9V電壓電路許劍偉 2007年10月一、電路說明： 振蕩過程：BG3集電極輸出到線圈上，并通過線圈的次級反饋給BG3的基極，進而控制集電集電流，形成正反饋，電路振蕩。BG3飽和導通時，C2經R6、BG3的be結充電，線圈充電達到BG3所提供的最電大電流后，線圈L上的電壓回升（u=Ldi/dt，i不增加，u變0），線圈次級電壓下降，C3通過R6、R5放電，C3電壓抬升，當抬升到0.6v后，BG3再次導通。因此C3放電的速度決定了BG3截止的時間，線圈L的電流增加到BG3所能提供的最大電流所需的時間決定了BG3的導通時間。輸出穩壓過程：當U0增大后，D

2、3導通，BG2基極電壓升高，工作電流變小，BG3的偏置電流變小，振蕩減弱，U0下降。U0下降的直接原因是BG3的Ib下降，最大Ic也下降，線圈L增加最大Ic所需的時間也下降，BG3導通時間減少，另一方面，由與Ib變小，C3放電的速度變慢，BG3截止時間變長，占空比變大，輸出電壓變小。電路的啟動：R4、C2是構成啟動電路。RC時間常數為300us。經過幾個RC常數以后，C2充滿電，不再提供偏置電流。振蕩周期約20us ，C2提供偏置電流可讓振蕩器工作300*3/20=45個周期，這足以使U0上升，并通過C1、R1給BG1提供偏置，電路持續振蕩。關機后，C2經R4、D3、L、D1放電，下一次開機時

3、，C2又能提供啟動偏置電流。自動關機電路：該電路具有正反饋特征：起動后，C1經R1、和GB1的Vbe結充電，C1上的壓降逐漸上升，最后將導至BG1的Vbe電壓小于0.5v，BG3得到的偏置變小， U0下降，而U0下降將加速BG1截止，BG3也截止，電路停振。正是一個正返饋過程，BG1偏置不足后，電路瞬間停振。當輸出電壓U0R6的作用：BG3飽和導能初期，線圈次極電壓突然抬升，C3經R6、BG3的be結充電，由于be結微變電阻小，會產生強烈的沖擊電流。在示波器中觀察，GB3的Vbe會產生很強的尖峰脈沖，經R6限流后，該脈沖得到有效的抑制。停振時的工作電流：1.5v電源經線圈、D1、負載再回到電源

4、負極。由現經D1降壓后，負載上只得到0.9v左右電壓，電流很小，對電池壽命影響不大。經測試和計算，如果一直不關機，電池將在半年后耗盡。而事實上長時間不用萬用表，應取出電池，而不是關機與不關機的問題，沒有必要計較因忘記關機產生的消耗。效率估計（具體計算從略）：工作電流較小時，BG3及其偏置消耗4%，D1消耗9%，線圈3%，D3及R4消耗10%，總效率74%。工作電流較大時，BG3及其偏置消耗9%，D1消耗11%，線圈5%，D3及R4消耗2%，總效率73%。如果對各器件精心選配，效率可超過85%，但業余條件下不大可能做到這點，故不必過分追求效率。線圈制作：線圈電感可作大一些（如1mH），內阻小一些

5、，電路紋波小，且對提高效率有所幫助，雖然電源調整率變差一些，但對萬用表沒有影響。考慮到實際制作上的困難，只要把小磁環用直徑0.250.5漆包線繞滿一層即可，漆包線視小磁環大小而定，磁環小則用小線徑的線多繞幾圈，磁環大則少繞幾圈，線徑可加大一些。磁環不能太小，否則電感量難以達到300uH，即使做到了，內阻可能也有幾歐。磁環可使用壞電腦主板上或電腦開關電源中的小磁環。BG3的選擇：選取飽和電阻小的，如8050、C3807、C2060、D1207、D882等常見管子均可。選用9013也可以，但大電流輸出能力稍差。D882、2SC3807較好，但他是高頻中功管，有點占位置，建議使用8050。最好使用正

6、品管子，偽劣管子的性能與數據表中提供的參數可能相差數倍。當BG3使用中功率管，并適當調整偏置電流，D1選用電流大一些的快速肖特基管，輸出大于1W也沒有太大問題，具體計算、設計見下文。二、設計過程：振蕩電路使用傳統的開關電源電路并適當改進，問題的關鍵是確定各元件的參數：（一）電感L及反饋電路參數的確定：（1）開關電源中的基本運算關系（二）起振條件計算：接通電源的瞬間，三極管飽和導通，電感內的電流不斷增大，Ic很快達到最大值，此期間，電感也對負載濾波電容充電，負載很重，電路無法起振。當充電結束，三極管處于放大區，工作狀初步態穩定下來。接下來，能否起振，主要決定與三極管的放大能力。當然，如果事先對濾

7、波電容充電，電路極易起振。起振的過程，振蕩管經過三個階段，（1）小信號放大階段（2）進入非線性區（3）進入開關狀態。下面對起振條件作比較詳細的電路分析：有多種分析方法，為了簡化計算，僅分析小信號放大的情形，這也是起振的關鍵。小信號時，我們可把三極管、二極管等效為線性元件，之后即可用拉氏變換或復數法等方法進行計算。拉氏變換可得到詳細的暫態過程，然而本電路在小信號時的暫態過程不是我們所急需的，使用此法有點吃力不討好。因此建議使用復數法求出穩態情況即可。順便說一下，使用電子仿值軟件（如EWB9.0）也可得到暫態和穩態過程，但仿真軟件是基于數值計算的，可輕松得到計算結果，卻不易找到各元件參數的相互關系

8、。1、整流輸出回路產生的負載分為純阻Rs與電容Cs：等效電容與通過二極的電流有關：等效電容與通過二極的電流有關：。 2、振蕩電路的等效電路（小信息號時）圖a是中頻段的交流等效電路，圖b做簡化了的等效電路，其中rbb忽略。R的估計：是三極管ce交流等效電阻Rc與負載電阻Rs之和，其它電阻影響可忽略。Rc約150，Rs約37。R=Rc/Rs=30。r的估計：是be微變電阻與偏置電阻并聯值，偏置電阻的阻值較大，可忽略。R=26mv/1.7mA=15C的估計：反饋線圈的負載電容反應在主線圈的等效電容為k2c，線圈及電路板的分布電容C0，負載等電容Cs三者之和。并聯在be結上的等效電容Cbe的

9、估計：be結電容與bc結容引起的附加電容之和。be結電容在三極管的數據表中一般不提供，但可以用fT計算。3、放大倍數的最低要求：4、結論：該電路不宜接入重負載，因為重負載時對管子的放大能力要求太高。由于負載輕的時候極易起振，這也不一定是好事。此時振蕩管只要有微弱的偏置即可起振，所以在設計自動關機電路時就必須徹底截斷偏置，不讓漏電流或干擾脈沖進入。 三、整體分析：電路未起振時，BG3必須工作在放大區輸出功率：輸入功率：輸入電流：輸入電流峰值（與紋波大小有關）：本電路BG3的選擇：選擇飽和電阻小的，這樣可以減少損耗，并獲得良好的放大能力。分析如下：斷開R6，BG3的靜態流計算：在1.5V

10、供電時BG3所能提供的最大電流必須遠大于166mA，這樣，供電電壓低于1.0V時，才能確保BG3有足夠的電流驅動能力：，當電池電壓降到0.9V時，此時BG3所提供的最大峰電流166mA的1/3左右，最大輸出功率也將下降到原來的1/3，考慮到低壓時電能轉換效率有所下降，最大輸出功率可能下降到1/4，最大輸出電流預計不易超過4mA。可見15V供電時，靜態電流很大，在這種情況下，接上R6未必起振。原因是小功率三極管在幾百毫安的工作電流下放大倍數下降。通常直流放大倍數下降慢一些，交流放大倍數快一些。如果BG3選用2N5551，它在10mA時直流=150，在100mA時=40，從三極管的輸出曲線看，此時

11、的輸出曲線沒有明顯的飽和區與放大區，三極管的交流小信號放大能力下急劇下滑，電路起振的可能性不大，除非減小靜態工作電流，然而減小工作電流將造成功率輸出能力下降。網上查數據表可知：2N5551的典型直流放大倍數是Ic1=60mA，1=80；Ic2=100mA，2=40，在這一范圍內（80mA左右）的平均直流放大倍數是(80+40)/2=60，在交流情況下則更糟糕。Ic=80mA時平均交流放大倍數是*=(Ic2-Ic1)/(Ib2-Ib1)=(100-60)/(100/40-60/80)=23倍，本人實測一個，竟然只有18倍。同樣方法查表計算得知，Ic>100mA時，*<10倍。因此BG

12、3選用2N5551是十分不恰當的，必須另選其它管子。通常，Uce<Ube時，三極管進入飽和區，此時Ube大約在0.51V（與Ib有較大關系），為了計算方便，可認為Uce在小于0.7V時進入了飽和區。如上圖所示某三極管的輸出曲線，斜虛線左邊為飽和區，右邊為放大區。標準作圖不是上圖所示的折線，而是曲線，如果畫成曲線，在Vce在0.4到0.7之間可看作過渡區（恒阻向恒流的轉折區）。從輸出曲線看，在飽和區CE的伏安特性像電阻，圖中直線的斜率就是飽和電導值，Ib較大時，飽和區內的這幾條線基本重合，因此粗略計算時，通常取斜率最大的那條線為飽和電導值，可看作飽和電阻的極限參數。三極管數據表中，確定某三

13、極管的飽和電阻時，其Ib會取大一些，大到輸出曲線中找不到它也很正常，可理解為極限參數，此時的飽和電阻看作輸出曲線上方那幾條曲的飽和電阻也沒問題，反正Ib較大時，那幾條線幾乎重合。通常三極管的數據表手冊不一定直接給出飽和電阻，而是提供飽和壓降Vce(sat)，并給出此時的Ic和Ib的值。那么飽和電阻就是r=Vce(sta)/Ic。當Ib較大時，恒流特性變差，對應的那條輸出曲線沒有明顯的恒流區，大部分小功率管子在這一階段交直流放大倍數變得很小（在輸出曲線上，線條較密處，放大倍數小，反之則大）。對大部分中小功率管來說，飽和電阻比較小的，放大倍數急劇變小時對應的集電集電流Ic0比較大。原因如下：隨著I

14、b增大，Vbe沒有明顯變化（圖中的虛線斜率變得很大），通常不會超過1v，為了便于計算，不妨Vbe的極限參考值0.75v，此時Vbe對Ic的控制能力將變差，放大能力下降，并以此值參考值計算，Ube=Uce=0.75v時，Ic=0.75/r，r是飽和電阻。也就是說r越小，Ic0越大。如2N5551的飽和電阻是r=4，那么Vce=0.75v時，Ic0=0.75/r=180mA，此時2N5551的放大能力變很差。再如8050的飽和電阻是0.25歐，Ic0=0.75/r=3A，此時8050放大能力變差，實際上此時也超出了8050的極限工作電流。當然以上只是估算，要想得到精確結果，還是直接讀輸出曲線圖，或

15、實際動手測量。當電路對三極管放大能力要求較高時，集電集電流應遠離Ic0，不妨取Ic0的1/3以下。Vbe與Ib的關系可近似為指數關系。當Ib>0.7以后，Vbe基本不變。（三）自動關機時間的計算：由于三極管be結參與充電對C1充電，所電路是非線性的，給計算帶來麻煩，有必要做簡化處理。BG1截止前，Vbe電壓基本保持在0.5v左右，可認為Vbe不變，因此BG1截止前充電電路是線性的，即由R1對C1充電過程，充電速度由RC常數及終止電壓Ub、起始電壓Ub三個因素決定。Ub=9-0.5=8.5v促使BG1截止的基極電壓為0.5v，C1的充電結束電壓為V=9v-0.5(R1+R2)/R1=7.5

16、v對C1充電的電阻是R1，RC常數是2M*100u=200秒C1充電前的初始電壓是Ua=0，如果是關機后馬上開機，初始電壓是D2的正向壓降Ua=0.5v。C1的漏電要小一些，否則自動關機時間不準確。參考資料做的1.5V升壓到9V（疊層電池替代品）參考上面的資料做了一個升壓器，文中的公式我看過除了a=I/Ip=k(Uo+Ui)c/LIp&sup2;有誤外，其他的都正確，只是文中沒有確定K的定義，K是指高頻變壓器L的反饋線圈和輸出線圈的變比，K=1:7，原文僅僅提到輸出15mA9v的參數，如果提高輸出電流至30mA9V,那么高頻變壓器要重新計算其參數，假定工作頻率穩定，f=50K,因為占空比較小=0.17，如果要提高輸出電流，必須要提高開關管在導通時的Ip，忽略驅動電流的影響，則要減少高頻變壓器的電感量，使用磁環因為AL值太高，難以繞線，因此使用一個AL值比較小的工型磁芯，原繞組為30T,電感量為35uH，增加繞組到90T,電感量為300uH,反饋線圈13T,原文使用的自動關機電路太復雜，做了些許修改。經過比較和測試使用1.2v的充電電池，輸出電流可以達到30mA9V。這兩天發現這個電路有一個嚴重的問題，如果負載太重，無法振蕩，靜態電流很高，電池就會很快消耗掉，這個問題不管使用工型磁芯還是磁環都存在，和磁芯的剩磁有關系，使用磁環出現的機會少些，偶爾有只要