1、西安石油大學課程設計電子工程學院自動化專業1203班題 目 變頻感應加熱電源主電路設計 學 生 蔡輝武 指導老師 二一五年六月電力電子技術課程設計任務書題目變頻感應加熱電源主電路設計學生姓名蔡輝武學號 201205080605專業班級自動化1203設計內容與要求1.設計原始數據及主要技術指標:（1) 電網供電電壓：三相 380V ，50Hz；（2) 電網電壓波動： +10%-10% ；（3) 最大輸出功率：P=70kW ；（4) 電源輸出頻率： 400Hz2kHz；（5) 電源效率：80%。2.設計要求：（1）畫出感應加熱電源主電路原理圖；（2）完成逆變橋器件電參數計算及選取；（3）根據給出的

2、仿真條件，對所設計的主電路進行仿真分析。3完成設計報告。起止時間2015年6 月日至 2015 年6月日指導教師簽名2015年6月日系（教研室）主任簽名2015年6 月日學生簽名2015年6 月日目錄一 緒論 1.1感應加熱的工作原理 1.2 感應加熱電源技術發展現狀與趨勢 （1）感應加熱電源技術發展現狀 （2）感應加熱電源技術發展與趨勢二 感應加熱電源及其實現方案研究 2.1 串并聯諧振電路的比較 2.2 電路的功率調節原理三 變頻感應加熱電源主電路設計 3.1主電路設計原始數據及主要技術指標 3.2設計要求3.3設計思想 3.4變頻感應加熱電源主電路圖 3.5設計內容 3.5.1整流電路的

3、設計3.5.1.1整流電路的選擇3.5.1.2整流側參數計算整流側電路圖3.5.2逆變電路的設計 3.5.2.1逆變電路的選擇 3.5.2.2逆變側參數計算 3.5.2.3逆變側電路圖3.6電路保護 3.6.1.整流側晶閘管過電壓保護 3.6.2.逆變側晶閘管過電壓保護 3.7波形仿真四 設計心得體會參考文獻一 緒論 感應加熱具有加熱效率高、速度快、可控性好及易于實現自動化等優點，廣泛應于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等工業生產過程中，成為冶金、國防、機械加工等部門及鑄、鍛和船舶、飛機、汽車制造業等不可缺少的技術手段。1.1感應加熱的工作原理 感應加熱原理為產生交變的電流，從而產生交變的磁場，在

4、利用交變磁場來產生渦流達到加熱的效果。圖1.1 感應電流圖示在感應加熱設備中還存在著三個效應集膚效應、近鄰效應和圓環效應。 集膚效應：當交變電流通過導體時，沿導體截面上的電流分布式部均勻的，最大電流密度出現在導體的表面層，這種電流集聚的現象稱為集膚效應。 近鄰效應當兩根通有交流電的導體靠得很近時，在互相影響下，兩導體中的電流要重新分布。當兩根導體流的電流是反方向時，最大電流密度出現在導體內側；當兩根導體流的電流是同方向時，最大電流密度出現在導體外側，這種現象稱為近鄰效應。 圓環效應：若將交流電通過圓環形線圈時，最大電流密度出現在線圈導體的內側，這種現象稱為圓環效應。感應加熱原理可以概括為交變電

5、流產生交變的磁場，從而利用交變磁場來產生渦流達到加熱的效果。裝置由兩部分組成，一部分是提供能量的交流電源，也稱變頻電源；另一部分是完成電磁感應能量轉化的感應線圈，稱感應爐。與傳統的加熱方式相比，感應加熱具有加熱速度快、鐵屑損耗少、啟動快、節能、生產效率高等一系列優點，因此近年來在工業領域中有著廣泛的應用。目前，感應加熱主要用途是金屬加熱前的預熱、熱處理、焊接和融化等。1.2 感應加熱電源技術發展現狀與趨勢 （1）感應加熱電源技術發展現狀感應電源按頻率范圍可分為以下等級：500Hz以下為低頻，1-10KHz為中頻；20KHz以上為超音頻和高頻。感應加熱電源發展與電力電子器件的發展密切相關。197

6、0年浙大研制成功國內第一臺100KW/1KHz晶閘管中頻電源以來，國產KGPS系列中頻電源已覆蓋了中頻機組的全部型號。在超音頻電源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音頻電源，此后日本和西班牙又在1991年相繼研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音頻電源。國內在超音頻領域與國外還有一定差距，但發展很快，1995年浙大研制出50KW/50KHz的IGBT超音頻電源，北京有色金屬研究總院和本溪高頻電源設備廠在1996年聯合研制出100KW/20KHz的IGBT電源。在高頻這一頻段可供選擇的全控型器件只有靜電感應晶閘管（SITH）和功率場效

7、應晶閘管（MOSFET），前者是日本研制的3KW200KW，20KHz300KHz系列高頻電源,后者由歐美采用MOSFET研制成功輸出頻率為200300KHz,輸出功率為100400KW的高頻電源。與國外相比，國內導體高頻電源存在較大差距，鐵嶺高頻設備廠1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高頻電源，但由于SIT很少進入國際化流通渠道，整機價格偏高，并沒有投入商業運行。現在，電力電子應用國家工程中心設計研制出了550KW/100400KHz高頻MOSFET逆變電源。上海寶鋼1420冷軋生產線于1998年引進了日本富士公司的7180KHz,3200KW高頻感應加熱電源，是目前世界上最為

8、先進的逆變電源。 總體說來，國內在感應加熱電源的設計開發和產品化方面雖有發展，但遠不能適應我國工業發展的要求，對于應用范圍越來越廣泛的高頻感應加熱電源領域的研究尤為薄弱，處于剛剛起步階段。（2）感應加熱電源技術發展與趨勢 感應加熱電源的水平與半導體功率器件的發展密切相關，因此當前功率器件在性能上的不斷完善，使得感應加熱電源的發展趨勢呈現出以下幾方面的特點。 頻率 目前，感應加熱電源在中頻頻段主要采用晶閘管，超音頻頻段主要采用IGBT，而高頻頻段，由于SIT存在高導通損耗等缺陷，主要發展MOSFET電源。感應加熱電源諧振逆變器中采用的功率器件利于實現軟開關，但是，感應加熱電源通常功率較大，對功率

9、器件，無源器件，電纜，布線，接地，屏蔽等均有許多特殊要求，尤其是高頻電源。因此，實現感應加熱電源高頻化仍有許多應用基礎技術需要進一步探討。 容量化 從電路的角度來考慮感應加熱電源的大容量化，可將大容量化技術分為二大類：一類是器件的串、并聯，另一類是多臺電源的串、并聯器件的均流問題，由于器件制造工藝和參數的離散性，限制了器件的串、并聯數目，且串、并聯數越多，裝置的可靠性越差。多臺電源的串、并聯技術是在器件串、并聯技術基礎上進一步大容量化的有效手段，借助于可靠的電源串、并聯技術，在單機容量適當的情況下，可簡單地通過串、并聯運行方式得到大容量裝置，每臺單機只是裝置的一個單元或一個模塊。感應加熱電源逆

10、變器主要有并聯逆變器和串聯逆變器，串聯逆變器輸出可等效為一低阻抗的電壓源，當二電壓源并聯時，相互間的幅值、相位和頻率不同或波動時將導致很大的環流以致逆變器器件的電流產生嚴重不均，因此串聯逆變器存在并機擴容困難；而對并聯逆變器，逆變器輸入端的直流大電抗器可充當各并聯器之間的電流緩沖環節，使得輸入端的AC/DC或DC/AC環節有足夠的時間來糾正直流電源的偏差，達到多機并聯擴容。 載匹配 感應加熱電源多用于工業現場，其運行工況比較復雜，它與鋼鐵、冶金和金屬熱處理行業具有十分密切的聯系，他的負載對象各式各樣，而電源逆變器與負載是一有機的整體，負載直接影響到電源的運行效率和可靠性。對焊接、表面熱處理等負

11、載，一般采用匹配變壓器連接電源和負載感應器，對高頻、超音頻電源用的匹配變壓器要求漏抗很小，如何實現匹配變壓器的高輸入效率，從磁性材料選擇到繞組結構的設計已成為一重要課題，另外，從電路拓撲上負載結構以三個無源元件代替原來的二哥無源元件以取消匹配變壓器，實現高效、低成本隔離匹配。 能化控制 隨著感應熱處理生產線自動化控制程度及對電源可靠性要求的提高，感應加熱電源正向智能化控制方向發展。具有計算機智能接口、遠程控制、故障自動診斷等控制性能的感應加熱電源正成為下一代發展目標。二 感應加熱電源及其實現方案研究2.1 串并聯諧振電路的比較 感應加熱電源根據補償形式分為兩種，并聯諧振式(電流型)電源 和串聯

12、諧振式(電壓型)電源。圖2.1感應加熱電源主電路圖并聯諧振式電源采用的逆變器是并聯諧振逆變器，其負載為并聯諧振負載。通常需電流源供電，在感應加熱中，電流源通常由整流器加一個大電感構成。由于電感值較大，可以近似認為逆變器輸入端電流固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電流，其電流幅值取決于逆變器的輸入端電流值，頻率取決于器件的開關頻率。 串聯諧振式電源采用的逆變器是串聯諧振逆變器，其負載為串聯諧振負載。通常需電壓源供電，在感應加熱中電壓源通常由整流器加一個大電容構成。由于電容值較大，可以近似認為逆變器輸入端電壓固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可

13、以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓，其電壓幅值取決于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于器件的開關頻率。 串聯諧振逆變器和并聯諧振逆變器的差別，源于它們所用的振蕩電路不同，前者是用L、R和C串聯，后者是L、R和C并聯； (1)串聯諧振逆變器的輸入電壓恒定，輸出電流近似正弦波，輸出電壓為矩形波，換流是在晶閘管上電流過零以后進行，因而電流總是超前電壓角。 并聯諧振逆變器的輸入電流恒定，輸出電壓近似正弦波，輸出電流為矩形波，換流是在諧振電容器上電壓過零以前進行，負載電流也總是越前于電壓 角。這就是說，兩者都是工作在容性負載狀態。 2)串聯諧振逆變器在換流時，晶閘管是自然關斷的，關斷前其電流己逐漸減少到

14、零，因而關斷時間短，損耗小。在換流時，關斷的晶閘管受反壓的時間較長。 并聯諧振逆變器在換流時，晶閘管是在全電流運行中被強迫關斷的，電流被迫降至零以后還需加一段反壓時間，因而關斷時間較長。相比之下，串聯諧振逆變器更適宜于在工作頻率較高的感應加熱裝置中使用。 (3)串聯諧振逆變器起動較容易，適用于頻繁起動工作的場所；而并聯諧振逆變器需附加起動電路，起動較為困難，起動時間長。至今仍有人在研究并聯諧振逆變器的起動問題。 串聯諧振逆變器晶閘管暫時丟失脈沖，會使振蕩停止，但不會造成逆變顛覆。而并聯諧振逆變器晶閘管偶爾丟失觸發脈沖時，仍可維持振蕩。 (4)串聯諧振逆變器并接大的濾波電容器，當逆變失敗時，浪涌

15、電流大，保護困難。但隨著保護手段的不斷完善以及器件模塊本身也有自帶保護功能，串聯諧振逆變器的保護不再是難題。并聯諧振逆變器串接大電抗器，但在逆變失敗時，由于電流受大電抗限制，沖擊不大，較易保護。 (5)串聯諧振逆變器感應線圈上的電壓和補償電容器上的電壓，都為諧振逆變器輸出電壓的Q倍。當Q值變化時，電壓變化比較大，所以對負載的變化適應性差。流過感應線圈上的電流，等于諧振逆變器的輸出電流。 并聯諧振逆變器的感應線圈和補償電容器上的電壓，都等于逆變器的輸出電壓，而流過它們的電流，則都是逆變器輸出電流的Q倍。逆變器器件關斷時，將承受較高的正向電壓，器件的電壓參數要求較高。 (6)串聯諧振逆變器的感應加

16、熱線圈與逆變電源(包括補償電容器)的距離較遠時，對輸出功率的影響較小。而對并聯諧振逆變器來說，感應加熱線圈應盡量靠近電源(特別是補償電容器)，否則功率輸出和效率都會大幅度降低。 綜合比較串、并聯諧振逆變器的優缺點，決定對串聯諧振式電源進行研究。2.2 電路的功率調節原理電源工作在開關頻率大于諧振頻率狀態，負載呈感性，負載電流滯后于輸出電壓r角。所以在高頻條件下輸出功率表達式為：f=0.9Vm×I0cosr式中的0. 9是因為矩形波所乘的波形率。從式中可以看出當輸入電壓一定時，可以通過調節輸出電流滯后輸出電壓的滯后角r來調節輸出功率。而滯后角r是由諧振參數和開關管工作頻率共同決定的。從

17、上式可以看出當系統工作在諧振頻率時cosr=1，即r為0度，系統輸出的功率最大。當開關頻率提高時，滯后角r同時開始增大，輸出功率開始下降，從而完成功率調節。三 變頻感應加熱電源主電路設計3.1主電路設計原始數據及主要技術指標（1) 電網供電電壓：三相 380V ，50Hz；（2) 電網電壓波動： +10%-10% ；（3) 最大輸出功率：P=70kW ；（4) 電源輸出頻率： 400Hz2kHz；（5) 電源效率：80%。3.2設計要求（1）畫出感應加熱電源主電路原理圖；（2）完成逆變橋器件電參數計算及選取；（3）根據給出的仿真條件，對所設計的主電路進行仿真分析。3.3設計思想變頻電源裝置的基

18、本工作原理，就是通過一個整流電路把工頻交流電變為直流電，經過直流電抗器最后經逆變器變為單相變頻交流電供給負載，所以中頻電源裝置實際上是交流電-直流電-交流電-負載3.4變頻感應加熱電源主電路圖圖3.2 感應加熱電源的主電路圖 3.5設計內容3.5.1整流電路的設計3.5.1.1整流電路的選擇本設計不用整流變壓器而直接由380V三相交流接入再整流為直流電源。常用的三相可控整流的電路有三相半波三相半控橋三相全控橋雙反星形等。三相全控橋整流電壓脈動小，脈動頻率高，基波頻率為300Hz，所以串入的平波電抗器電感量小，動態響應快，系統調整及時，并且三相全控橋電路可以實現有源逆變，把能量回送電網或者采用觸

19、發脈沖快速后移至逆變區，使電路瞬間進入有源逆變狀態進行過電流保護。三相全控橋式可控整流電路與三相半波電路相比，若要求輸出電壓相同，則三相橋式整流電路對晶閘管最大正反向電電壓的要求降低一半；若輸入電壓相同，則輸出電壓比三相半波可控整流是高一倍。而且三相全控橋式可控整流電路在一個周期中變壓器繞組不但提高了導電時間，而且也無直流流過，克服了三相半波可控整流電路存在直流磁化和變壓器利用率低的缺點。從以上比較中可看到：三相橋是可控整流電路從技術性能和經濟性能兩方面綜合指標考慮比其他可控整流電路有優勢，故本次設計確定選擇三相橋式可控的整流電路。因為電源額定頻率f為400HZ2kHZ,所以三相橋式可控整流電

20、路中的晶閘管選擇快速晶閘管，使其呈容性，即電流相角超前電壓和IGBT。 3.5.1.2整流側參數計算(1)整流側輸出電流：Id= =70×1200380=221.1A (2)晶閘管額定電壓：UTN=(1+10%)×380××2=1182.28V(3)晶閘管額定電流：ITN=2×× =146A整流側電路圖：三相橋式全控整流電路是三相半波共陰極組與共陽極組整流電路的串聯，在任何時刻都必須有兩個晶閘管導通才能形成導通回路，其中一個晶閘管是共陰極組，一個晶閘管是共陽極組。六個晶閘管導通順序為VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6，每隔

21、60°一個晶閘管換相。為了保證在任意時刻都必須有兩個晶閘管導通，采用了雙脈沖觸發電路，在一個周期內對每個晶閘管連續觸發兩次，兩次脈沖前沿的間隔為60°。電路圖如下：3.5.2逆變電路的設計 3.5.2.1逆變電路的選擇逆變電路也稱逆變器，它與整流相對應，把直流電變成交流電，本次設計采用電流型逆變電路，主要由濾波電容、晶閘管、換相電容、換相電感組成。整流電路的輸出電壓作為逆變電路的直流側輸入電壓，且本次設計不考慮換相過程。整流之后的直流電壓相當于逆變電路的電源，經過大電感的濾波，使得流經電路的電流的方向不變，大小恒定。因為電感反饋無功能量時直流電流并不反向，因此不需要并聯反饋

22、二極管。 3.5.2.2逆變側參數計算(3)整流側輸出電流：Id= =115.79× =233.67A(1)IGBT最大承受電壓：UTN=(1+10%)×380××2=1182.28V (2)IGBT額定電流：由=PontPin=70×1032×380×0.9×I=0.8可得I=271A 故由IGBT能承受的最大電壓1182.28V及其額定電流271A IGBT應該選擇額定電壓為1200V額定電流為300A的IGBT管子。3.5.2.3逆變側電路圖總體電路圖3.6保護電路由于晶閘管中頻電源裝置的工作受供電電網及負載

23、的影響較大，而且晶閘管元件的超載能力又較小，故要使電路可靠工作，必須要有完善的保護措施。當整流橋輸出失控或逆變橋輸出發生短路以及外界的其他因素，會使電路中的電壓和電流在極短時間內上升到極大值，故需要設計過電壓過電流保護電路。消除過電壓現象通常可以采用阻容吸收電路，其實質是將引起過電壓的磁場能量變成電場能量儲存在電容器中，然后電容器通過電阻放電，把能量逐漸消耗在電阻中。 3.6.1.整流側晶閘管過電壓保護：(1)RC吸收電路電容：Cs =(2.55)×10-3×IT(AV)=2.5×10-3×ITN =0.53µFCs的交流耐壓：Ucsm=1.5UTN=2694.57V(2)RC吸收電路電阻：Rs =1030(W) 電阻的功率:PR =fC(Um)2×10-6=1000×0.19×(2.45×Ud)2×10-6=279.3W3.6.2.逆變側晶閘管過電壓保護：(1)RC吸收電路電容：Cs=(2.55)×10-3×ITN = 2.5×10-3×210.52=