1、 本科畢業設計說明書（題 目：便攜式DC/AC逆變電源設計學生姓名：xx學 院：xx系 別：xx專 業：xx班 級：xx指導教師：xx二七年六月摘要隨著電力電子技術的發展，尤其是功率MOSFET管和軟開關技術的發展，便攜式DC/AC逆變電源得以應用。本課題設計的便攜式DCAC逆變器用于24V直流電變換成220V50Hz的交流電。在設計中，DCDC部分采用反激式升壓整流結構，變壓器采用EI型功率鐵氧體磁芯變壓器，DCAC側采用半橋式逆變結構。在本設計中還應用了100kHzPWM波對直流升壓側進行調制。在半橋逆變部分，用單片機生成50HzSPWM波對逆變進行脈寬調制，其優點在于調制出來的電壓信號諧

2、波分量小、功率因數高、電壓波形更接近正弦波。本課題所設計的產品主要用于解決便攜式數碼產品和手機的充電問題。因為在有些環境之下，并不能夠找到可以為上述產品充電的交流電源，比如在汽車中和旅途中往往只能夠提供直流電源。本產品很好的解決了這類問題，所以本產品的市場推廣前景很好。關鍵詞：DCDC；DCAC；變壓器；PWM；SPWMAbstractWith the development of Power Electronics Technology and especially power MOSFET and soft-switch technology, DC / AC inverter power

3、 source for portable products was applied widely. This project design portable DC AC inverter for the usage of 24V DC converted into 220V 50Hz AC. Power demand load of 10 W, the output waveform for better quality sine wave. In the design, the part of DC DC uses the flyback booster rectifier structur

4、e.In this design it uses 100 kHzPWM wave to modulate the DC Boost right side. In the part of the half-bridge inverter, it generates 50 MCU HzSPWM wave inverter for pulse width modulation, The advantage is that the sine wave modulation signal voltage harmonic components are small, the power factor is

5、 high, the voltage wave forms closer to the sine wave shape. The product used for resolving the portable digital products and cell phone charger problem. In some environment, we can not find the 220v AC power for charging.for instance, when you are on the trip .the train and the car dont supply 220V

6、 AC power.This product solve those problems well, so the product will have a good prospects for promotion.Keywords: DCDC；DCAC；Transformer；PWM；SPWM目錄第一章緒論11.1 課題背景11.2 課題研究的相關理論概述及方案的初選11.3系統框圖的確定1第二章 DC/DC 電路的設計32.1 DC/DC電路的相關理論32.1.1 DC/DC變換器的拓撲類型3單管反激式變換器32.2反激式變壓器的設計6設計用基本參數設置及6變壓器的設計62.2.3 變壓器設計

7、的定量計算72.2.4 變壓器材料112.3調制電路的設計122.3.1 TL494的介紹122.3.2 TL494的工作原理12第三章 DC/AC電路設計153.1 半橋型逆變電路153.1.1 半橋電路的定量分析163.1.2 半橋電路的元器件選擇16第四章 SPWM調制電路的設計174.1正弦波脈寬調制17正弦波脈寬調制簡介174.1.2 SPWM脈寬調制的優點174.1.3 SPWM脈寬調制的生成方法184.2 改進型SPWM生成技術的介紹194.3 SPWM的軟件實現204.4 SPWM的硬件實現214.4.1 硬件實現的方法214.4.2 硬件電路的介紹21第五章結論23參考文獻2

8、4附錄25謝辭28第一章 緒論1.1課題背景隨著人們生活水平的提高，人身邊的手機、MP3及數碼類產品逐漸增多。所以解決此類產品的充電問題尤為重要。絕大部分場合下，都可以找到可用的220V交流電源。但身處部分場合并不能提供交流電源。如在火車上、汽車中往往只提供24V或36V的直流電源。因此給這些經常需要隨身充電的人士帶來了很大的不便。同時電力電子技術的進步，尤其是軟開關技術、功率MOSFET管的關斷導通頻率的增高、PWM和SPWM技術的進步。使得生產出便攜式的DC/AC逆變電源成為可能。本課題所研究的DC/AC便攜式逆變器，可以方便的在上述場合實現對數碼產品和手機的充電問題。1.2 課題研究的相

9、關理論概述及方案的初選在本課題中，所要運用的理論部分主要涉及；電力電子技術、變壓器的選擇、PWM脈寬調制的相關理論及單片機的運用知識。 在電力電子部分主要涉及DC/DC斬波電路的選擇及設計、DC/AC逆變電路的選擇及設計。變壓器的選擇涉及變壓器磁芯的選型、參數的計算與變壓器的磁芯的繞制。PWM脈寬調制的運用，主要運用PWM生成芯片構建PWM生成電路及反饋電路。單片機的運用主要涉及單片機生成SPWM對逆變電路進行調制。1.3系統框圖的確定系統框圖如圖1-1所示24V直流電源DC/DCPWM脈寬調試芯片DC/ACSPWM脈寬調制芯片24V/5V220V/50Hz交流驅動驅動圖1-1 系統框圖整個系

10、統框圖分為兩個大的部分即DC/DC變換部分和DC/AC逆變部分。在DC/DC部分對直流24V進行升壓。通過反激式變換器實現升壓功能，其中的PWM調制芯片及完成對直流信號進行100kHz的調制，使其成為100kHz的脈沖信號，提高頻率以減小變壓器的體積，還通過反饋回路，構建一個完整的閉環系統，以保證整個系統的輸出電壓的穩定性。DC/DC環節送出的高壓直流信號通過整流二極管和送入DC/AC逆變部分。DC/AC逆變結構采用半橋式逆變結構。通過SPWM正弦脈寬調制生成正弦波信號。其生成的220V正弦波信號具有諧波分量小和輸出波形接近正弦波的優點。框圖中的24V/5V電路部分用于生成SPWM的單片機和看

11、門狗電路的供電。第二章 DC/DC 電路的設計2.1 DC/DC電路的相關理論2.1.1DC/DC變換器的拓撲類型1、六種基本拓撲結構DC/DC變換器包括六種基本的拓撲結構：降壓Buck和升壓Boost是DC/DC變換器的兩種最基本的拓撲。其他形式還包括Buck-Boost型、Boost-Buck型、Zeta型變換器由Buck-Boost 和Buck組合而成、Sepic型變換器由Boost和Buck-Boost組合而成。2、電氣隔離型DC/DC由基本的Buck型變換電路和基本的Boost型變換電路可以拓展為電器隔離型的DC/DC變換器。包括單管正激式、并聯交錯正激式、推挽式、推挽正激式、雙管正

12、激式。2.1.2單管反激式變換器1介紹反激變換器拓撲在5W到150W的小功率場合中得到廣泛的應用。這個拓撲的重要優點是在變換器的輸出端不需要濾波電感，從而節約了成本，減小了體積。在以往一些中文參考資料的敘述中，由于同時涉及電路和磁路的設計，容易造成設計過程中的混亂，反激變換器電路本身的一些特性卻沒有得到應有的體現。2不連續模式反激變換器的基本原理反激式電路的基本結構如圖1所示。反激變換器在開關管導通期間，變壓器儲能，負載電流由輸出濾波電容提供。在開關管關斷期間，儲存在變壓器中的能量轉換到負載，提供負載電流，同時給輸出濾波電容充電，并補償開關管導通期間損失的能量。圖2-1 反激式電路的基本拓撲結

13、構電路的工作過程如下：當M1導通，所有線圈的同名端（帶）相對于非同名端（不帶）是負極性。輸出整流二極管VD反向偏置，輸出負載電流由輸出濾波電容C提供。在M1導通期間，原邊上施加了一個固定的電壓(Vdc-1)（這里假設開關管的導通壓降是1V），并且流過以斜率dI/dt=(Vdc-1)Lp線性上升的電流，這里Lp是原邊的磁化電感。在導通時間的最后，原邊電流上升到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp。當M1關斷，磁性電感上的電流強制使所有線圈上的極性反向。假設這時沒有從次級繞組，只有主次級繞組，由于電感中的電流不能瞬時改變，在關斷的瞬時，原邊電流轉換到次級，幅值為IsIp（Np/Nm）。經過幾個周期以后

14、，次級DC電壓已經建立。隨著M1關斷，Ns上的同名端為正極性，電流從同名端流出，并且線性地下降，斜率為dIs/dt=Vom/Ls,其中Ls是次級電感。如果次級電流在下一個導通時間之前下降到0，則儲存在原邊電感的能量全部釋放到負載，稱這個電路工作于不連續模式。連續模式與不連續模式的工作特性不同，由于不連續的情況出現了電流的斷流，所以輸出的波形會受到一定的影響。但由于連續工作模式下需要非常的電容元件，成本較高。所以在對輸出波形要求不高的場合完全可以采用不連續工作模式。圖2-2不連續工作模式下的波形3.單管反激式電路的基本形式反激式電路的基本形式非常簡單，基本電路包含反激式變壓器、MOSFET功率管

15、、整流二極管、大的濾波電容和原邊的保護結構。本設計實現的電路的設計如圖2-3所示： 圖2-3 反激式升壓電路本設計電路中元件的選擇：MOSFET選用的是IRF456N，它的、，開啟電壓是4V。變壓器兩端所加的消耗電路中的二極管是UF4005，當原邊儲存較大電壓時，為了保護MOSFET不被反向激起的電壓激壞，所以構建消耗回路以保護MOSFET；同時串聯兩個15V的快速關斷穩壓二極管，把反激電壓穩定在一定的范圍之內。副邊串聯的肖特基整流管可以選擇700V的。2.2反激式變壓器的設計2.2.1設計用基本參數設置及Vcc=24v升壓到640V（已知）開關頻率：100kHZ輸出功率：10W效率為80%變

16、壓器傳遞功率為：12W變壓器繞組導線2.5A/2.2.2變壓器的設計3）變壓器種類的確定本設計在DC/DC側采用100kHz的PWM波對其進行調制，考慮到工作頻率越高時變壓器的體積越小。所以選用鐵氧體變壓器進行變壓。選用EI型鐵氧體磁芯。其結構如圖2-4所示。表2-1給出了EI型變壓器磁芯的具體參數。圖2-4 EI型磁芯結構參數圖表2-1 EI型磁芯規格及參數型號A B C D E F H Ae(c) Le(cm) Ve(cm3)ALnH/N2e EI1616 5 12.2 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 EI1920 5.2 13.55 2.3 0.24 3.96 0

17、.95 1400 1825 EI2222 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400 2255 EI2525.3 19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 本設計的負載功率為10W。EI-22型變壓器所帶的負載功率為20W，符合本設計的要求。2.2.3 變壓器設計的定量計算根據EI-22型變壓器磁芯計算本試驗所用變壓器的參數，計算過程如下:1）計算原邊、副邊繞組的最小匝數式中：=最小原邊匝數;T=導通時間，s;=最大ac磁通密度，T;=磁芯的最小橫截面積，；計算過程：=（匝）原邊V/匝=副邊的逆變結

18、構為半橋結構，所以選用的電壓為692V匝新的反激電壓每匝是2）計算占空比式中：=Q1的導通時間；P=總周期，；=新的副邊每匝反激電壓；=原邊每匝正向電壓；3）計算原邊電感平均電流導通周期的平均電流原邊電感（）知道了和以后可以根據Hanna曲線得到計算得：從而根據下列公式計算氣隙尺寸：在此，=氣隙總長度，；= 磁芯相對磁導率；=原邊匝數；=磁芯面積，；=原邊電感，。計算得：4）檢驗磁芯磁通密度和飽和裕度計算磁芯飽和裕度（1）使用伏秒方程，計算交流磁通，并在最大負載和最小輸入電壓的輸入功率下，計算或測量“導通”時間值及所加的電壓，如下：在此，;“導通”時間，；=原邊匝數；=磁芯面積，；=交流峰值磁

19、通密度，T.計算得：（2）使用螺線管方程和有效的DC分量（表示為“導通”初期電流的幅值），計算DC分量。 假定磁芯的所有磁阻都集中在氣隙，將得到明顯較高的DC磁通密度保守值。使用螺線管方程可得到其近似值。 在此，H/M;=原邊匝數；=有效DC電流，A;=氣隙總長度，；=DC磁通密度，T.AC和DC磁通密度的疊加使磁芯出現峰值。而磁通密度的上限為0.22T,由此可見磁通密度的利用率比較高。5）計算繞組線徑原邊線徑的選擇：副邊線徑的選擇：2.2.4 變壓器材料1）鐵芯 有許多形狀的鐵芯但反激式變壓器一般選用EI型鐵心，原因是它的成本低，易使用。2）骨架 對骨架的主要要求是確保滿足爬電距離，初、次級

20、穿過磁芯的引腳距離要求以及初、次級面積距離的要求。骨架要用能承受焊接溫度材料制作。3）絕緣膠帶聚酯和聚酯膜是用作絕緣膠帶最常用的形式，它能定做成所需的基本絕緣寬度或初、次級全絕緣寬度（例如3M#1296或1H860）。4）勵磁導線 勵磁導線的護套首選尼龍/聚亞安酯，它在和熔化的焊料接觸時阻燃，這樣就允許變壓器浸泡在焊料鍋中。不建議使用標準的瓷釉導線，由于在焊接前要剝去絕緣層。5）3層絕緣導線 在3層絕緣結構中次級繞組導線使用3層絕緣材料，和勵磁導線相似主導線是單芯，但是它有不同的3層結構，即使三層中任意兩層接觸都滿足絕緣要求。6）護套邊沿空隙結構變壓器繞組的首、尾端需要保護套。保護套必須經過相

21、關的安全認證至少有0.41壁厚以滿足絕緣要求，由于熱阻要求通常使用熱縮管，要確保在焊接溫度是不被熔化。2.3調制電路的設計2.3.1TL494的介紹TL494是美國德州儀器公司生產的一種電壓驅動型脈寬調制控制集成電路，主要應用在各種開關電源中。本文介紹它與相應的輸入、輸出電路等一起構成一個單回路控制器。TL494的內部電路由基準電壓產生電路、振蕩電路、間歇期調整電路、兩個誤差放大器、脈寬調制比較器以及輸出電路等組成。TL494的工作頻率范圍很大，而其工作頻率可達300 kHz，可見TL494的可調性大。2.3.2 TL494的工作原理1）TL494的管腳結構及內部原理圖 圖2-5 TL494管

22、腳結構圖2-5是它的管腳圖，其中1、2腳是誤差放大器I的同相和反相輸入端；3腳是相位校正和增益控制；4腳為間歇期調理。5、6腳分別用于外接振蕩電阻和振蕩電容；7腳為接地端；8、9腳和11、10腳分別為TL494內部兩個末級輸出三極管集電極和發射極；12腳為電源供電端；13腳為輸出控制端，該腳接地時為并聯單端輸出方式，接14腳時為推挽輸出方式；14腳為5V基準電壓輸出端，最大輸出電流10mA；15、16腳是誤差放大器II的反相和同相輸入端。圖2-6為TL494內部結構圖。圖2-6TL494內部原理圖2）工作頻率的設定TL494的工作頻率可以經過5、6引腳的外接電阻和電容進行調整。一般來說改變電阻

23、的阻值和改變電容的容值都可以改變TL494的工作頻率，實現起來比較方便。根據公式：確定外接電阻和外接電容的數值。如本設計需要TL494工作在100kHz的工作頻率之下，可以應用公式選擇電阻電容的數值。考慮到TL494要求輸出阻抗大的特點，電阻的選擇數量級應該在K級以上。所以選擇電容=0.01；電阻=10；設計周遍電路及反饋回路的構建如圖2-7所示：圖2-7 TL494周邊電路的組成電路圖說明：TL494的一號引腳用于連接DC/DC電路送出的電壓反饋信號，四號引腳用于死區時間的設定。五號引腳外界的電容和六號引腳外接的電阻用于設定TL494的工作頻率。本設計要求PWM的輸出頻率為100kHz。九號

24、引腳和十號引腳輸出兩路PWM信號。第三章 DC/AC電路設計3.1半橋型逆變電路半橋電路如圖3-1所示。它有兩個橋臂，每個橋臂由一個可控元件和一個反并聯的二極管組成。在直流側有兩個互相串聯的足夠大的電容，兩個電容的連接點便成為直流電源的中點。負載聯接在直流電源中點和兩個橋臂結點之間。兩只串聯電容的中點作為參考點，當開關元件M1 導通時，電容C1上的能量釋放到負載RL上，而當M2導通時，電容C2上的能量釋放到負載RL上，M1和M2輪流導通時在負載兩端獲得了交流電能，半橋逆變電路在功率開關元件不導通時承受直流電源電壓Ud，由于電容C1和C2兩端的電壓均為Ud/2（假設C1=C2），因此功率元件M1

25、 和M2 承受的電流為2Id。引入均勻電阻的目的是為了平衡兩個電容上的電壓相等。兩個功率MOSFET管的調制信號來自單片機生成的SPWM信號，下一章將對其進行闡述。圖3-1半橋逆變電路結構3.1.1半橋電路的定量分析半橋電路的輸出電壓為。把幅值為的矩形波展開成傅里葉級數的其中基波的幅值和基波有效值分別為3.1.2 半橋電路的元器件選擇MOSFET K2845的漏源極電壓是720V，門極開啟電壓是10V，輸出功率在30W以上。開關電路中的MOSFET的保護成為重要的部分，由于在關閉開關器件時仍然有電流，為防止電流將晶體管擊穿，所以要設計RC吸收回路，對于本次設計屬于低頻率工作，可以只在MOSFE

26、T兩端并聯吸收消耗的電容即可。通常輸出要加入LC濾波電路才可以產生正常的交流電信號。根據就可以確定參數，一般情況下電容的耐壓值要大于，大約是350V，而電容值一般與輸出的功率有關。輸出1W對應1，所以選擇10的電容，所以電容選擇的規律是1W對應的1電容，所以選擇的10電容。通常電容的漏電流是幾十個，流過電容兩側的均勻電阻上的電流一般是漏電流的10倍，大約是1mA，由于輸出電壓是640V，所以電阻選300k。第四章 SPWM調制電路的設計4.1正弦波脈寬調制4.1.1正弦波脈寬調制簡介1）單極性正弦波脈寬調制方式用幅值為的參考正弦波與幅值為、頻率為的三角波比較，產生功率開關驅動信號。圖4-1是用

27、兩個極性相反的參考正弦波與雙向三角形載波相交產生功率開關驅動信號； 圖4-1單極性正弦脈寬調制SPWM原理波形4.1.2 SPWM脈寬調制的優點SPWM的優點： (1) 在一個可控功率級內調頻、調壓，簡化了主電路和控制電路的結構，使裝置的體積小、重量輕、造價低。 (2) 直流電壓可由二極管整流獲得，交流電網的輸入功率因數接近1； (3) 輸出頻率和電壓都在逆變器內控制和調節，其響應的速度取決于電子控制回路，而與直流回路的濾波參數無關，所以調節速度快，并且可使調節過程中頻率和電壓相配合，以獲得好的動態性能。 （4）輸出電壓或電流波形接近正弦，從而減少諧波分量。關于SPWM的開關頻率 SPWM調制

28、后的信號中除了含有調制信號和頻率很高的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量之外，幾乎不含其它諧波，特別是接近基波的低次諧波。因此， SPWM的開關頻率愈高，諧波含量愈少。當載波頻率越高時，SPWM的基波就越接近期望的正弦波。 SPWM脈寬調制的生成方法規則采樣法規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法，它的效果接近于自然采樣法，但計算量卻遠小于自然采樣法。圖 (a)采用鋸齒波作為載波的規則采樣法。由于鋸齒波的一邊是垂直的，因而它和正弦調制波交點時刻是確定的，所需的計算只是鋸齒波斜邊和正弦調制波的交點時刻，如圖4-2中（a）和(b)中的使計算量明顯減少。圖4-2 （a）和（b）分別采用鋸齒波和三角波作

29、載波的規則采樣法在自然采樣法中，每個脈沖的中點并不和三角波中點（即負峰點）重合，規則采樣法使兩者重合，即使每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，這樣就使計算大為簡化。圖(a)是這種方法的示意圖。如圖所示，在三角波的負峰時刻對正弦調制波采樣而得到D 點，過D 點作一水平直線和三角波分別交于A 點和B 點，在A 點的時刻和B 點的時刻B t 控制功率開關器件的通斷。可以看出，用這種規則采樣法所得到的脈沖寬度和用自然采樣法所得到的脈部寬度非常接近。從圖(a)可得到如下幾何關系：因此得到式中=脈沖寬度=三角波的負峰時刻在三角波一周期內，脈沖兩邊的間隙寬度為4.2 改進型SPWM生成技術的介紹由上一

30、節所提到的通過規則采樣法生成SPWM波形的方法來看。生成SPWM的計算過程比較復雜。而且，過高的開關頻率無疑會增加功率管的開關損耗。下面介紹一種簡單的SPWM生成技術。如圖3固定脈沖寬度調制技術。可以根據等面積算法，計算脈沖的寬度，計算過程如下：圖4-3 等面積算法示意圖輸出的正弦電壓為：脈沖面積為；N為載波在一個正弦周期內的個數；脈沖寬度；計算過程如下： 將正弦波的前半個周期分為等長度的五個部分，分別計算他們的面積，由于第一個面積與第五個面積、第二個面積與第四個面積相等，所以計算三個面積即可：根據公式對正弦波的三個區間進行積分；正弦波的周期為50Hz，所以半個周期為0.01s；積分結果為一組

31、數值如下：（0.219，0.19，0.219，0.064，0.5，0.064，0.005，0.618，0.005，0.064，0.5，0.064，0.219，0.19，0.219）；根據公式計算脈沖寬度時間：設上數組中的數值為；脈沖時間為通過計算得出脈沖高電平與間斷周期的時間如下數組：（0.0007，0.0006，0.0007，0.0002，0.0016，0.0002，0.00015，0.002，0.0015，0.0002，0.0016，0.0002，0.0007，0.0006，0.0007）；將其整理成為單片機輸出高電平與低電平的數組如下：（0，0.0007，0.0006，0.0009，0.

32、0016，0.00035，0.002，0.00035，0.0016，0.0009，0.0006，0.00074.3 SPWM的軟件實現SPWM的軟件實現思想非常簡單，基本思想如下： 上數組表示了正弦波在半個周期內經過等面積計算的出的調制脈沖的高低電平的持續時間。由于需要輸出兩路調制信號，所以設計思想如下：第一路調制信號在前半個正弦周期查數組進行高低電平的交替延時，除數組第一位數值以外，在奇數位輸出高電平，偶數位輸出低電平；后半個正弦周期周期以低電平輸出延時0.01s，然后循環上述步驟；第二路信號先進行0.01s的低電平輸出延時，然后遵循第一脈沖前半個周期高低電平的延時規律，最后返回循環；程序框

33、圖見附錄4.4SPWM的硬件實現硬件實現的方法產生SPWM調制信號主要有三種方法：1）采用分立元件的模擬電路法，缺點是精度低、穩定性差、實現過程復雜以及調節不方便等，該方法目前基本不用。2）采用專用集成電路芯片產生 SPWM信號，如常用的HE4752芯片等這些芯片的應用使變流器的控制系統得以簡化，但由于這些芯片本身的功能存在不足之處，致使它們的應用受到限制。3）單片機數字編程法，其中高檔單片機將SPWM信號發生器集成在單片機內，使單片機和SPWM信號發生器容為一體，從而較好地解決了波形精度低、穩定性差、電路復雜、不易控制等問題，并且可以產生多種 SPWM 波形，實現各種控制算法和波形優化, I

34、ntel公司推出的16位單片機 8XC196MC 就是這樣一種具有高性能的特別適用于PWM控制技術的單片機。硬件電路的介紹1） AT89C2051介紹 AT89C2051是一種低功耗、高性能、CMOS八位微處理器，片內帶有24K字節的可擦寫快速程序存儲器，高性能CMOS8位微處理器。它與標準的MCS-51單片機的指令集與管腳相同。但相比與MSC-51單片機，2051在價格上更有優勢。在本設計中，要運用2051單片機生成SPWM信號，要求生成兩路在相位上相差半個正弦周期的調制波形，以產生交流信號。2）X25045介紹 目前在微機控制中，電源的接通和關斷、瞬時的電源電壓不穩定是造成系統死機、數據丟

35、失和誤動的重要原因。X25045的應用主要是在發生上述情況時，保證單片機仍然能夠按照原先的要求正常的工作。X25045的四個基本功能是上電復位、看門狗定時、降壓管理和具有保護功能的串行EEPROM，它有助于簡化應用系統的設計，提高可靠性。3）驅動電路的設計由于AT89C2051和X25045的工作電壓均為5V。所以本設計中采用7805構建的+5V穩壓電路解決驅動問題。整體的電路圖設計如下： 圖 4-4 單片機周邊電路設計 單片機的輸出信號為數字信號，所以需要通過驅動電路的轉換，才能驅動逆變電路中的MOSFET管。第五章結論本課題對便攜式DC/AC逆變電源進行研究，解決了DC/AC逆變電源的攜帶

36、問題。提供了便攜數碼產品在只有直流電源時的充電問題。在設計中，DC/DC整流部分應用單相反激式整流電路。運用TL494芯片解決了對整流電路的調制問題和在前級整流結構引入反饋問題，提高了電路的整體性能。DC/AC逆變側采用SPWM正弦波脈寬調制對半橋逆變電路進行調制。充分利用了單片機生成SPWM波形的應用優點。在很多環節采用簡單的設計理念，在不影響系統整體性能的基礎上節略成本。本設計電路擁有良好的抗負載擾動能力和功率因數高等優點。同時電壓的輸出波形接近正弦波波形。但同時應該看到，本設計的很多東西仍然停留在理論的論證階段。由于時間和精力上的不足。沒有得到成型硬件產品的設計，很是遺憾。但同時，通過畢

37、業設計學到的東西很多，不僅僅是對于四年所學知識的總結，更多的是學會了該類設計問題的解決步驟和解決方法，知道了解決設計類問題的具體步驟和思考的方法。參考文獻1 慕丕勛.馮桂林.開關穩壓電源原理與實用技術M.科學出版社.20022 陳道煉.DCAC逆變技術及其應用.機械工業出版社M.20003 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計（修訂版）M.電子工業出版社.20044 王兆安，黃 俊.電力電子技術（第4版）M.機械工業出版社.20065 Keith Billings著，張占松，汪仁煌譯.Switchmode Power Supply Handbook(Second Edition)M.McGraw Hill Education.20036Abraham l. Pressman 著，王志強譯.Swi