1、一、減小電源噪聲 1、電源端 從噪聲角度講，線性穩(wěn)壓器具有較好的輸出。市電經(jīng)降壓、整流和濾波，再經(jīng)過線性穩(wěn)壓器。強(qiáng)烈建議在整流輸出端連接濾波電容。請參考線性穩(wěn)壓器的數(shù)據(jù)手冊。 如果使用開關(guān)型電源，建議使用一個線性穩(wěn)壓器為模擬部分供電。 建議在電源線和地線之間連接具有好的高頻特性的電容，即在靠近電源一端應(yīng)放置一個0.1F和一個1至10F的電容。 電容允許交流信號通過，小容量的電容過濾高頻率的噪聲，大容量的電容過濾低頻率的噪聲。通常瓷介電容具有較小的容值(1pF至0.1F)，和較小的耐壓(16V至50V)。建議在靠近主電源(VDD和VSS)和模擬電

2、源(VDDA和VSSA)管腳的地方，放置這樣的瓷介電容。這樣的電容可以過濾由PCB線路引出的噪聲。小容值的電容可以響應(yīng)電流的快速變化，并快速地放電適應(yīng)快速的電流變化。 鉭電容也可以與瓷介電容一道使用。可以使用大容值的電容(10F至100F)過濾低頻率的噪聲，通常可以使用電解電容。建議把它們放在靠近電源端。 可以使用在電源線上串聯(lián)鐵氧體電感濾除高頻噪聲。因為串聯(lián)的電阻非常小，除非電流非常大，這個方法可以產(chǎn)生非常小的(可以忽略的)直流損失。在高頻時，它的電阻很大。 STM32F10xxx端 多數(shù)的STM32F10xxx微控制器的VDD和VSS管腳都是互相靠近

3、的，VREF+和VSSA也是靠近的。因此可以在非常靠近微控制器的地方放置一個電容器。每一對VDD和VSS管腳都需要使用單獨(dú)的去藕電容器。 VDDA管腳必須連接到2個外部的去藕電容器(10nF瓷介電容+1F的鉭電容或瓷介電容)。參見圖14和圖15的去藕電路例子。 對于100腳和144腳封裝的產(chǎn)品，可以在VREF+上連接一個外部的ADC的參考輸入電壓，從而改善對輸入低電壓的精度(參見2.2.4節(jié))。在VREF+上的電壓范圍是2.4V至VDDA。如果在VREF+上單獨(dú)提供參考電壓，必須在這個管腳上連接2個電容器，10nF和1F，而且VREF+不能超出2.4V至VDDA的范圍。2、

4、電源穩(wěn)壓的建議 供電系統(tǒng)應(yīng)該有好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)特性，因為ADC模塊使用VREF+或VDDA作為模擬參考，數(shù)字?jǐn)?shù)值的輸出是這個參考電壓與模擬輸入信號的比值，VREF+必須在各種負(fù)載情況下保持穩(wěn)定。 任何時候，不管因為開啟了一部分的電路導(dǎo)致負(fù)載增加，電流的增加不應(yīng)引起電壓的下降。如果在寬的電流范圍內(nèi)能夠保持電壓的穩(wěn)定，這樣的電源具有好的負(fù)載調(diào)節(jié)特性。 例如：LD1086D2M33電壓調(diào)壓器，在VIN從2.8V至16.5V的范圍內(nèi)(Iload = 10mA)的典型線性調(diào)節(jié)是0.035%，在Iload從0至1.5A的范圍內(nèi)的負(fù)載調(diào)節(jié)是0.2%(詳見L

5、D1086的數(shù)據(jù)手冊)。 線性調(diào)節(jié)的數(shù)值越低，穩(wěn)壓性能越好。同樣，負(fù)載調(diào)節(jié)數(shù)值越低，穩(wěn)壓性能越好，輸出的電壓越穩(wěn)定。 還可以使用諸如LM236作為VREF+的參考電壓，這是一個2.5V的電壓參考二極管(詳見LM236數(shù)據(jù)手冊)。3、消除模擬輸入信號的噪聲 平均值方法 平均值法是一個簡單的技術(shù)，通過對一個模擬輸入信號的多次采樣和軟件計算取平均值實現(xiàn)。這個技術(shù)有利于消除那些不頻繁變化的模擬輸入信號上的噪聲。 平均值法需要在一個相同的模擬輸入電壓上進(jìn)行多次采樣，保證模擬輸入信號在轉(zhuǎn)換完成之前，保持在相同的電壓，否則模擬輸入的變化將會出現(xiàn)在結(jié)果數(shù)值中，

6、從而引入新的誤差。 增加一個外部濾波器 ,使用一個外部濾波器可以消除高頻噪聲，沒有必要使用昂貴的濾波器去處理超出需要頻率之外的頻率分量。因此，一個相對簡單的具有阻斷頻率fC，剛好超過需要頻率的低通濾波器，可以有效地限制噪聲和假波。采樣速率超過最高的需要頻率即可，通常為25倍于fC。 注： 組成外部濾波器的R和C數(shù)值，應(yīng)該滿足2.2.5節(jié)和2.2.6節(jié)的要求。4、 將最大的信號幅度與ADC動態(tài)范圍匹配 這個方法可以通過合理地選擇參考電壓或使用一個前級放大器，使用ADC的全量程輸出，得到最大可能分辨率，從而提高精度。 選擇參考電

7、壓(僅適合于100腳和144腳封裝的產(chǎn)品) 在要測量信號希望的范圍內(nèi)選擇參考電壓。如果要測量的信號有偏移，則參考電壓也應(yīng)該有相應(yīng)的偏移。如果要測量的信號有由一個最大的幅度，則參考電壓也應(yīng)該有相應(yīng)的最大幅值。這個參考電壓與要測量信號的幅值匹配，就能夠使用ADC模塊的全范圍輸出，得到最大的分辨率。 在100腳和144腳封裝的STM32F10xxx產(chǎn)品中，ADC參考電壓由外部的VREF+提供，VREF-管腳必須與地線相連。VREF+管腳為上述匹配方法提供了可能。 例如：如果要測量的信號在0V至2.5V之間變化，建議選用VREF+ = 2.5V；可以選

8、用LM235作為參考電壓(詳見LM235的數(shù)據(jù)手冊)，下圖示范了這些條件。 注： VREF+上的電壓必須處于2.4V和VDDA之間。使用前置放大器 如果要測量的信號太小(與ADC的測量范圍相比)，則最好使用一個外部的前級放大器，這個方法可以用于所有封裝的STM32F10xxx產(chǎn)品，特別是那些沒有VREF+管腳的封裝。 例如：如果要測量的信號變化范圍是0V至1V之間，而VDDA是3V，這個信號可以被放大，使它的峰-峰幅度與VDDA的數(shù)值相同，增益為3。圖17示范了這個例子。 這個放大器可以把輸入信號的范圍轉(zhuǎn)換至ADC模塊的范圍，它同樣可以在輸入信

9、號與ADC輸入之間引入偏移量。特別要注意設(shè)計這個放大器時不要引入額外的誤差(如額外的偏移，放大鏡增益的穩(wěn)定性、線性度、頻率響應(yīng)等)。5、模擬信號源的阻抗計算 假定最大允許的誤差是1/4LSB，下面計算一下最大允許信號源的阻抗。 VC是內(nèi)部CADC電容器上的電壓(參見圖9)。 這樣得到：誤差 = VAIN  VC = ¼ LSB 圖18 最差情況下的誤差：VAIN = VREF+ 令tS是采樣時間。 tS = 

10、;TS / fADC，其中TS是按周期計算的采樣時間 (1) 對于給定的tS，對應(yīng)VAIN = VREF+的誤差大于對應(yīng)VAIN < VREF+時的誤差，這是因為把CADC從0V充電至VAIN，在VAIN = VREF+時需要比在VAIN < VREF+時需要更多的時間(參見圖18)。因此VAIN = VREF+時是計算最大允許信號源阻抗時需要考慮的最壞情況。 誤差 =   其中： &

11、#160;Rmax = (RAIN + RADC)max   (2)  N是ADC的分辨率(對于STM32而言，N = 12) 這樣得到： 。 因此： (3) 綜合表達(dá)式(1)、(2)和(3)，我們得到：  對于TS = 7.5，fADC = 14MHz，CADC = 12pF和RADCmax = 1k，在要求誤差為1/4 LS

12、B時的最大允許信號源阻抗為：  即：RAINmax = 3.6k 注： 使用一個跟隨放大器可以減小信號源的阻抗效應(yīng)，這是因為放大器具有高的輸入阻抗和非常低的輸出阻抗，它把RAIN與RADC隔離開來。但是，放大器引入的偏移誤差必須加以考慮。6、信號源頻率條件與源電容和分布電容的關(guān)系當(dāng)外部電路的電容沒有被模擬信號源完全充電的情況下，模擬輸入信號的電壓不會與模擬輸入的電壓VAIN相同。如果模擬輸入信號產(chǎn)生變化，它的變化頻率(FAIN)的周期至少應(yīng)該滿足：10 x RAIN x (CAIN +

13、 CP) TAIN = 模擬信號的周期 = 1/FAIN 因為：TAIN  10 x RAIN x (CAIN + CP) 因此：FAIN  1 / 10 x RAIN x (CAIN + CP) 例如： 對于RAIN = 25k，CAIN = 7pF，CP =

14、0; 3pF，則： FAINmax = 1 / 10 x 25x103 x (7 + 3)x10-12 即信號源的最高頻率FAINmax = 400kHz。 對于上述給出的信號源特性(容抗與阻抗)，它的頻率不能超過400kHz，否則ADC的轉(zhuǎn)換結(jié)果將是不準(zhǔn)確的。 圖19 建議的RAIN與CAIN值與信號源頻率FAIN的關(guān)系7、 溫度效應(yīng)補(bǔ)償 一個方法是根據(jù)不同的溫度范圍，測量出完整的偏移和增益變化

15、，再在存儲器中建立一個對照表。這樣的方式需要額外的費(fèi)用和時間。 另一個方式是當(dāng)溫度達(dá)到某個數(shù)值時，使用內(nèi)部的溫度傳感器和ADC看門狗功能，重新校準(zhǔn)。 8、 注入電流最小化 檢查你的設(shè)計，確認(rèn)是否有任何數(shù)字或模擬輸入可能低于VSS或VSSA，如果存在這種情況，則從這個管腳會有負(fù)的注入電流進(jìn)入。如果一個數(shù)字輸入靠近要進(jìn)行轉(zhuǎn)換的模擬輸入，則注入電流會對精度產(chǎn)生較大影響。 應(yīng)該避免在任何標(biāo)準(zhǔn)的模擬輸入管腳上引入負(fù)的注入電流，這會極大地減低在其它管腳上正在進(jìn)行轉(zhuǎn)換的精度。 建議在可能產(chǎn)生負(fù)的注入電流的I/O管腳于VSSA之間連接一個肖特基二極管

16、。 ADC的精度不會受到正的注入電流的影響，只要它是在規(guī)定的范圍內(nèi)，詳見相應(yīng)的STM32F10xxx數(shù)據(jù)手冊中，I/O端口特性部分關(guān)于IINJ(PIN)和IINJ(PIN)的參數(shù)。9 減小I/O腳串?dāng)_ 在模擬信號線的周圍布置地線產(chǎn)生屏蔽可以有效地減小串?dāng)_干擾噪聲。下圖顯示了在信號線之間安排地線的情況。10、降低EMI導(dǎo)致的噪聲可以通過合理的屏蔽和布局技巧減小EMI噪聲。可能的發(fā)射源必須在物理上與接收端分開，可以在電氣上通過適當(dāng)?shù)慕拥睾推帘伟阉鼈兎珠_。 屏蔽技術(shù) 在敏感的模擬信號線旁邊鋪設(shè)地線連線，可以提供PCB層次的屏蔽，雙層PCB的另一個邊也

17、應(yīng)該有接地布線。這樣可以防止干擾和I/O串?dāng)_影響信號。見圖21。 從遠(yuǎn)距離(如傳感器等)過來的信號，應(yīng)該使用屏蔽電纜連接到PCB。在PCB上應(yīng)該盡量地減小這些信號線的長度。 不應(yīng)該使用電纜的屏蔽層連接微控制器與傳感器或模擬信號源的地線，應(yīng)該使用單獨(dú)的地線。屏蔽層應(yīng)該只在一端接地，靠近接收器的地方，例如微控制器的模擬地。在電纜屏蔽層的兩端(源和接收端)都接地可能導(dǎo)致地線的環(huán)路，會有電流在屏蔽層流過，這時屏蔽層變成了一個天線從而失去了屏蔽的作用。 這個接地屏蔽的概念同樣適合于具有金屬外殼的應(yīng)用項目，它同樣可以幫助減低EMI和EMC的干擾。金屬外殼需連接到主電源的大地端

18、，如果沒有電源的大地，可以使用直流地線。11、PCB的設(shè)計建議分隔模擬與數(shù)字部分的布置 建議在PCB上分隔模擬與數(shù)字線路(見圖22)。同樣需要避免兩部分的走線交叉，經(jīng)過耦合，數(shù)字信號的走線可以在模擬信號線上產(chǎn)生高頻率的噪聲。 數(shù)字信號能夠產(chǎn)生高頻率的噪聲是因為它的快速翻轉(zhuǎn)變化。 由PCB基板(玻璃、瓷介或塑料)隔離的金屬連線(走線)之間，構(gòu)成了耦合電容。 推薦在不同的層面上安排模擬和數(shù)字地線。如果有許多模擬線路，最好使用獨(dú)立的模擬地線層，模擬地線必須置于模擬線路之下。分隔模擬與數(shù)字部分的供電如果在微控制器的外圍有很多的模擬和數(shù)字電路，最好能夠有分隔開的模

19、擬與數(shù)字供電(見圖23)。根據(jù)STM32F10xxx的封裝不同，分別擁有不同的模擬和數(shù)字供電和地線管腳，VDDA/VREF+和VDD管腳可以使用不同的供電。 如果使用開關(guān)型電源給數(shù)字部分供電，則應(yīng)該使用另一個線性電源為模擬電路供電。 同理，如果考慮到有很多的I/O端口翻轉(zhuǎn)操作從而可能在直流電源上產(chǎn)生大量噪聲，最好也需要使用獨(dú)立的電源為模擬電路供電。 圖23 分隔模擬與數(shù)字部分的供電推薦將模擬地和數(shù)字地按照星型網(wǎng)絡(luò)連接，即模擬地和數(shù)字地應(yīng)該只在一個點(diǎn)相連，這樣可以避免因為數(shù)字信號的翻轉(zhuǎn)而產(chǎn)生的噪聲進(jìn)入模擬供電線路，同樣可以避免電流的突變影響到模擬電路部分。使用不同的PCB層安排供電和地線  雙層PCB 對于2層的PCB，建議盡可能擴(kuò)大地線布線的面積，供電線路(VDD、VDDA)應(yīng)該使用普通走線。如果2層間使用相同的地線信號，可以在相交的區(qū)域通過多個連接點(diǎn)把2層的地線連接在一起。不用的PCB部分，可以全部鋪設(shè)為地線平面。 另外一種常見的做法是，在PCB的一面把未用的部分鋪設(shè)為電源(V