1、開關電源模塊并聯供電系統（A 題）摘要：本系統基于PWM調制原理、高頻開關電源并聯系統的均流原理，以MSP430F149和CPLD為控制核心，利用電壓電流檢測電路、高精度A/D采樣芯片獲取輸出電壓電流值，對雙路并聯同步整流Buck變換器閉環控制。實現了輸出穩壓、輸出電流可按設定比例分配、可根據負載變化自動調整兩路輸出負載電流比例、短路保護等功能。系統轉換效率高、輸出電流電壓精度高、調節速度快、采樣顯示輸入輸出電壓電流值精確，鍵盤輸入控制，人機交互友好。關鍵字：同步整流Buck，并聯供電，均流1 方案論證1.1 DC/DC模塊類型選擇方案一：采用同步整流Buck變換器同步整流變換器原理圖如附圖1

2、所示，用Mosfet代替肖特基二極管作為續流管，由于Mosfet相對于肖特基二極管導通損耗、開關損耗較小（尤其在大電流應用場合），故同步整流Buck相對于普通Buck變換器效率高，但增加了一路Mosfet驅動，控制較復雜。方案二：采用反激變換器反激變換器結構簡單，輸入輸出電氣隔離，輸出電壓紋波較大，變換器涉及高頻變壓器設計制作，較為復雜，反激變換器如附圖2所示。綜合考慮，選擇方案一作為本系統DC/DC模塊設計方案。1.2 系統控制方案選擇系統中控制器主要負責輸出PWM波，采集和顯示數據，并根據數據調節PWM波占空比，運算精度高、要求速度快、性能穩定。有以下兩種方案：方案一：采用51單片機與FP

3、GA結合的方式。采用51單片機為核心,能夠實現對外圍電路的智能控制,FPGA內部資源豐富可靈活進行數字邏輯電路設計。但 89C51為8位單片機,運算精度不高并且其指令周期較長。方案二：采用MSP430系列單片機與CPLD結合。MSP430為混合信號16位低功耗單片機，其指令周期短，可達到較高運算精度，但CPLD資源現對較少。考慮到本系統程序工作量不大，對運算精度要求高，故采用MSP430系列16位單片機與資源相對較少的CPLD結合。2 系統整體設計2.1 系統方案及框圖系統由雙路同步整流Buck變換器、控制檢測電路、CPLD組成，系統框圖如圖2.1所示。圖2.1 系統框圖要求設計制作一個由兩個

4、額定輸出功率均為16W的8VDC/DC模塊構成的并聯供電系統，本系統采用兩路同步整流Buck變換器并聯輸出。雙路變換器，電壓電流檢測電路、MSP430F149、CPLD組成閉環控制電路。單片機獲取輸出電壓、電流值控制CPLD使輸出PWM信號，實現對雙路變換器輸出電壓電流閉環控制。由于MSP430F149系統時鐘頻率（本系統使用16MHz）不夠高，利用單片機產生的PWM最小步進較大，不能實現輸出電壓電流細調。故采用時鐘頻率較高的CPLD（在本系統中CPLD時鐘頻率為（100MHz）產生可脈寬可微小步進的PWM信號，實現對輸出電細調。3 理論分析與計算3.1 DC/DC變換器穩壓方法本系統DC/D

5、C變換器為同步整流Buck變換器， Buck電路工作在電感電流連續模式、臨界模式、斷續模式。在電感電流連續模式、臨界模式下有，在電感電流斷續模式下， ，其中。Buck工作在電感電流不同狀態下其輸入輸出電壓受占空比控制。故可通過構建電壓環控制環，實時反饋輸出電壓值，調整占空比使輸出電壓穩定在預設值，控制環路如附圖3所示。3.2 電流電壓檢測系統要求輸出電流范圍較大，總最大輸出電流為4.5A，單路輸出最大電流為2.25A，要求輸出電流精度為2%（基本要求5%），在設定單路輸出電流為0.5A時需精確到10mA。為達到較高電流測量精度，需將采樣電阻電壓盡量放大，在系統電流檢測電路設計中，統一選取采樣電

6、壓放大倍數為50倍。設定單路輸出最大電流2.5A（取一定余量）時，電流檢測電路輸出電壓為4.5V，檢測電路放大倍數為50，采樣電阻，則電流變化值時，輸出采樣電壓。設定總輸出電流為5A（取一定余量）時電流檢測電路輸出電壓為4.5V，選取檢測電路放大倍數為50倍則采樣電阻。輸出電壓在8V左右，變化范圍小故電壓常規檢測采用電阻分壓法檢測輸出，設定輸出電壓為8V是電阻分壓輸出電壓為3.5V，分壓比。3.3 均流方法本系統再用外加均流控制均流法，用單片機檢測兩并聯模塊電流分配情況，分別調整兩個DC/DC模塊PWM占空比，使兩路DC/DC輸出電流安分配比例輸出。系統輸出額定電壓，要求系統在不同負載情況下自

7、動調節使電流按比例輸出，故采用檢測負載電阻大小，計算出當前負載電阻條件下8V輸出電壓時輸出電流I1、I2大小，單片機調節變換器PWM控制信號占空比使兩路輸出電流分別為I1、I2。設當前電壓值為，當前輸出電流為，負載電阻，在當前負載電阻情況下,要使輸出電壓為8V，則輸出總電流又知當前負載電阻大小時設定的輸出電流比，故當前條件下的目標輸出電流值。故可通過調節PWM信號占空比使輸出電流，系統實時檢測R的大小，調整輸出電流值使兩路電流安設定比例分配，并且最終使輸出電壓穩定在8V。3.4 過流保護過流保護采用軟件保護方式，系統輸出電壓穩定在8V左右，輸出電壓和電流關系為。當時，系統實時檢測輸出電流大小，

8、當時，判定為過流模式，此時關斷PWM信號使輸入輸出斷開。斷開后程序延一段時間，再以極低占空比輸出PWM（系統采用3%）檢測輸出負載電阻大小，若則系統保持3%占空比輸出，持續檢測負載電阻大小。只有當時，再進入自動調節模式，這里取一定的遲滯量有利于提高系統穩定性防止在時反復動作。4 電路設計4.1 主電路設計主電路為雙路同步整流Buck變換器并聯，變換器由輸入濾波電容、半橋驅動器UCC27201、IRF3205半橋、輸出LC濾波器組成主電路原理如圖4.1所示。UCC27201為高頻（可達1MHz），3A驅動能力，高自舉電壓（120V）Mosfet半橋驅動器，可滿足與本系統應用要求。半橋Mosfet

9、采用IRF3205，具有低導通電阻，有利于提高變換器效率。圖4.1 主電路原理圖4.2 測控電路設計（1）電流檢測電路設計圖4.2電流檢測電路電流檢測采用高邊電流檢測方式，用專用集成芯片INA282，它具有寬共模電壓輸入范圍（-1480V），50倍固定增益，應用電路簡單。檢測最大電流值較大（單路最大電流2.25A，總電流4.5A），故選擇Rs為低溫漂的康銅絲作為采樣電阻。電流檢測電路如圖4.2所示（2）A/D采樣電路設計圖5.1 軟件流程圖采用ADS1256對輸出電壓、電流進行采樣，電路如附圖4所示。ADS1256是TI公司推出的微功耗、高精度、8通道24位型模數轉換器，該器件內部集成有輸入模

10、擬多路開關、輸入緩沖器、可編程增益放大器和可編程數字濾波器。可靈活濾除頻率穩定的開關噪聲，抗干擾能力強，采樣精度高。5 系統軟件設計要求除負載電阻為手動調整，以及調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使負載電流IO 在1.53.5A之間變化時，兩個模塊的輸出電流可在（0.52.0）范圍內按指定的比例自動分配，由手動設定電流比例外，其他功能的測試過程均不允手動干預。系統采用檢測輸出負載電阻大小，判斷輸出電流比例，并計算目標電流值，通過調整PWM使輸出電流達到目標電流值。軟件流程圖如圖5.1所示。6 系統測試與分析6.1 測試儀器數字萬用表：型號 FLUKE 45dual6.

11、2 測試框圖圖6.1 系統測試框圖6.3 測試表格調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個模塊輸出電流之和IO =1.0A 且按I1:I2=1:1，即設定I1=0.5A，I2=0.5A，I1、I2相對誤差絕對值表6. 1IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）測試條件：調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個模塊輸出電流之和IO =1.5A 且按I1:I2= 1:2，即設定I1=0.5A，I2=1A，I1、I2相對誤差表6.2 IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0

12、.4V，使負載電流IO 在1.53.5A之間變化時，兩個模塊的輸出電流可在（0.52.0）范圍內按指定的比例自動分配，令I1:I2= 1:n，I1、I2設定值為，I1、I2相對誤差絕對值。表6.3 設定比例IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個模塊輸出電流之和IO =4.0A 且按I1:I2=1:1 模式自動分配電流，即設定電流I1=2A，I2=2A。I1、I2相對誤差。表6.4 IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）效率測試：額定功率輸出情況下UIN=24V，輸入電壓輸出電壓UO=8.0±0.4V，I1=I2= 2A，效率。表6.5 UIN(V)IIN(A)I1(A)I2(A)UO(V)IO（A）效率總結參考文獻 1正文（楷體_GB2312，小四）【1】 Abraham I.Pressman，Keith Bil