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文檔簡介
1、開關電源模塊并聯供電系統(A 題)摘要:本系統基于PWM調制原理、高頻開關電源并聯系統的均流原理,以MSP430F149和CPLD為控制核心,利用電壓電流檢測電路、高精度A/D采樣芯片獲取輸出電壓電流值,對雙路并聯同步整流Buck變換器閉環控制。實現了輸出穩壓、輸出電流可按設定比例分配、可根據負載變化自動調整兩路輸出負載電流比例、短路保護等功能。系統轉換效率高、輸出電流電壓精度高、調節速度快、采樣顯示輸入輸出電壓電流值精確,鍵盤輸入控制,人機交互友好。關鍵字:同步整流Buck,并聯供電,均流1 方案論證1.1 DC/DC模塊類型選擇方案一:采用同步整流Buck變換器同步整流變換器原理圖如附圖1
2、所示,用Mosfet代替肖特基二極管作為續流管,由于Mosfet相對于肖特基二極管導通損耗、開關損耗較小(尤其在大電流應用場合),故同步整流Buck相對于普通Buck變換器效率高,但增加了一路Mosfet驅動,控制較復雜。方案二:采用反激變換器反激變換器結構簡單,輸入輸出電氣隔離,輸出電壓紋波較大,變換器涉及高頻變壓器設計制作,較為復雜,反激變換器如附圖2所示。綜合考慮,選擇方案一作為本系統DC/DC模塊設計方案。1.2 系統控制方案選擇系統中控制器主要負責輸出PWM波,采集和顯示數據,并根據數據調節PWM波占空比,運算精度高、要求速度快、性能穩定。有以下兩種方案:方案一:采用51單片機與FP
3、GA結合的方式。采用51單片機為核心,能夠實現對外圍電路的智能控制,FPGA內部資源豐富可靈活進行數字邏輯電路設計。但 89C51為8位單片機,運算精度不高并且其指令周期較長。方案二:采用MSP430系列單片機與CPLD結合。MSP430為混合信號16位低功耗單片機,其指令周期短,可達到較高運算精度,但CPLD資源現對較少。考慮到本系統程序工作量不大,對運算精度要求高,故采用MSP430系列16位單片機與資源相對較少的CPLD結合。2 系統整體設計2.1 系統方案及框圖系統由雙路同步整流Buck變換器、控制檢測電路、CPLD組成,系統框圖如圖2.1所示。圖2.1 系統框圖要求設計制作一個由兩個
4、額定輸出功率均為16W的8VDC/DC模塊構成的并聯供電系統,本系統采用兩路同步整流Buck變換器并聯輸出。雙路變換器,電壓電流檢測電路、MSP430F149、CPLD組成閉環控制電路。單片機獲取輸出電壓、電流值控制CPLD使輸出PWM信號,實現對雙路變換器輸出電壓電流閉環控制。由于MSP430F149系統時鐘頻率(本系統使用16MHz)不夠高,利用單片機產生的PWM最小步進較大,不能實現輸出電壓電流細調。故采用時鐘頻率較高的CPLD(在本系統中CPLD時鐘頻率為(100MHz)產生可脈寬可微小步進的PWM信號,實現對輸出電細調。3 理論分析與計算3.1 DC/DC變換器穩壓方法本系統DC/D
5、C變換器為同步整流Buck變換器, Buck電路工作在電感電流連續模式、臨界模式、斷續模式。在電感電流連續模式、臨界模式下有,在電感電流斷續模式下, ,其中。Buck工作在電感電流不同狀態下其輸入輸出電壓受占空比控制。故可通過構建電壓環控制環,實時反饋輸出電壓值,調整占空比使輸出電壓穩定在預設值,控制環路如附圖3所示。3.2 電流電壓檢測系統要求輸出電流范圍較大,總最大輸出電流為4.5A,單路輸出最大電流為2.25A,要求輸出電流精度為2%(基本要求5%),在設定單路輸出電流為0.5A時需精確到10mA。為達到較高電流測量精度,需將采樣電阻電壓盡量放大,在系統電流檢測電路設計中,統一選取采樣電
6、壓放大倍數為50倍。設定單路輸出最大電流2.5A(取一定余量)時,電流檢測電路輸出電壓為4.5V,檢測電路放大倍數為50,采樣電阻,則電流變化值時,輸出采樣電壓。設定總輸出電流為5A(取一定余量)時電流檢測電路輸出電壓為4.5V,選取檢測電路放大倍數為50倍則采樣電阻。輸出電壓在8V左右,變化范圍小故電壓常規檢測采用電阻分壓法檢測輸出,設定輸出電壓為8V是電阻分壓輸出電壓為3.5V,分壓比。3.3 均流方法本系統再用外加均流控制均流法,用單片機檢測兩并聯模塊電流分配情況,分別調整兩個DC/DC模塊PWM占空比,使兩路DC/DC輸出電流安分配比例輸出。系統輸出額定電壓,要求系統在不同負載情況下自
7、動調節使電流按比例輸出,故采用檢測負載電阻大小,計算出當前負載電阻條件下8V輸出電壓時輸出電流I1、I2大小,單片機調節變換器PWM控制信號占空比使兩路輸出電流分別為I1、I2。設當前電壓值為,當前輸出電流為,負載電阻,在當前負載電阻情況下,要使輸出電壓為8V,則輸出總電流又知當前負載電阻大小時設定的輸出電流比,故當前條件下的目標輸出電流值。故可通過調節PWM信號占空比使輸出電流,系統實時檢測R的大小,調整輸出電流值使兩路電流安設定比例分配,并且最終使輸出電壓穩定在8V。3.4 過流保護過流保護采用軟件保護方式,系統輸出電壓穩定在8V左右,輸出電壓和電流關系為。當時,系統實時檢測輸出電流大小,
8、當時,判定為過流模式,此時關斷PWM信號使輸入輸出斷開。斷開后程序延一段時間,再以極低占空比輸出PWM(系統采用3%)檢測輸出負載電阻大小,若則系統保持3%占空比輸出,持續檢測負載電阻大小。只有當時,再進入自動調節模式,這里取一定的遲滯量有利于提高系統穩定性防止在時反復動作。4 電路設計4.1 主電路設計主電路為雙路同步整流Buck變換器并聯,變換器由輸入濾波電容、半橋驅動器UCC27201、IRF3205半橋、輸出LC濾波器組成主電路原理如圖4.1所示。UCC27201為高頻(可達1MHz),3A驅動能力,高自舉電壓(120V)Mosfet半橋驅動器,可滿足與本系統應用要求。半橋Mosfet
9、采用IRF3205,具有低導通電阻,有利于提高變換器效率。圖4.1 主電路原理圖4.2 測控電路設計(1)電流檢測電路設計圖4.2電流檢測電路電流檢測采用高邊電流檢測方式,用專用集成芯片INA282,它具有寬共模電壓輸入范圍(-1480V),50倍固定增益,應用電路簡單。檢測最大電流值較大(單路最大電流2.25A,總電流4.5A),故選擇Rs為低溫漂的康銅絲作為采樣電阻。電流檢測電路如圖4.2所示(2)A/D采樣電路設計圖5.1 軟件流程圖采用ADS1256對輸出電壓、電流進行采樣,電路如附圖4所示。ADS1256是TI公司推出的微功耗、高精度、8通道24位型模數轉換器,該器件內部集成有輸入模
10、擬多路開關、輸入緩沖器、可編程增益放大器和可編程數字濾波器。可靈活濾除頻率穩定的開關噪聲,抗干擾能力強,采樣精度高。5 系統軟件設計要求除負載電阻為手動調整,以及調整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0±0.4V,使負載電流IO 在1.53.5A之間變化時,兩個模塊的輸出電流可在(0.52.0)范圍內按指定的比例自動分配,由手動設定電流比例外,其他功能的測試過程均不允手動干預。系統采用檢測輸出負載電阻大小,判斷輸出電流比例,并計算目標電流值,通過調整PWM使輸出電流達到目標電流值。軟件流程圖如圖5.1所示。6 系統測試與分析6.1 測試儀器數字萬用表:型號 FLUKE 45dual6.
11、2 測試框圖圖6.1 系統測試框圖6.3 測試表格調整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0±0.4V,使兩個模塊輸出電流之和IO =1.0A 且按I1:I2=1:1,即設定I1=0.5A,I2=0.5A,I1、I2相對誤差絕對值表6. 1IO(A)I1(A)I2(A)UO(V)(%)(%)測試條件:調整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0±0.4V,使兩個模塊輸出電流之和IO =1.5A 且按I1:I2= 1:2,即設定I1=0.5A,I2=1A,I1、I2相對誤差表6.2 IO(A)I1(A)I2(A)UO(V)(%)(%)調整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0±0
12、.4V,使負載電流IO 在1.53.5A之間變化時,兩個模塊的輸出電流可在(0.52.0)范圍內按指定的比例自動分配,令I1:I2= 1:n,I1、I2設定值為,I1、I2相對誤差絕對值。表6.3 設定比例IO(A)I1(A)I2(A)UO(V)(%)(%)調整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0±0.4V,使兩個模塊輸出電流之和IO =4.0A 且按I1:I2=1:1 模式自動分配電流,即設定電流I1=2A,I2=2A。I1、I2相對誤差。表6.4 IO(A)I1(A)I2(A)UO(V)(%)(%)效率測試:額定功率輸出情況下UIN=24V,輸入電壓輸出電壓UO=8.0±0.4V,I1=I2= 2A,效率。表6.5 UIN(V)IIN(A)I1(A)I2(A)UO(V)IO(A)效率總結參考文獻 1正文(楷體_GB2312,小四)【1】 Abraham I.Pressman,Keith Bil
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