1、開關(guān)電源模塊并聯(lián)供電系統(tǒng)（A 題）摘要：本系統(tǒng)基于PWM調(diào)制原理、高頻開關(guān)電源并聯(lián)系統(tǒng)的均流原理，以MSP430F149和CPLD為控制核心，利用電壓電流檢測(cè)電路、高精度A/D采樣芯片獲取輸出電壓電流值，對(duì)雙路并聯(lián)同步整流Buck變換器閉環(huán)控制。實(shí)現(xiàn)了輸出穩(wěn)壓、輸出電流可按設(shè)定比例分配、可根據(jù)負(fù)載變化自動(dòng)調(diào)整兩路輸出負(fù)載電流比例、短路保護(hù)等功能。系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率高、輸出電流電壓精度高、調(diào)節(jié)速度快、采樣顯示輸入輸出電壓電流值精確，鍵盤輸入控制，人機(jī)交互友好。關(guān)鍵字：同步整流Buck，并聯(lián)供電，均流1 方案論證1.1 DC/DC模塊類型選擇方案一：采用同步整流Buck變換器同步整流變換器原理圖如附圖1

2、所示，用Mosfet代替肖特基二極管作為續(xù)流管，由于Mosfet相對(duì)于肖特基二極管導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗較小（尤其在大電流應(yīng)用場(chǎng)合），故同步整流Buck相對(duì)于普通Buck變換器效率高，但增加了一路Mosfet驅(qū)動(dòng)，控制較復(fù)雜。方案二：采用反激變換器反激變換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，輸入輸出電氣隔離，輸出電壓紋波較大，變換器涉及高頻變壓器設(shè)計(jì)制作，較為復(fù)雜，反激變換器如附圖2所示。綜合考慮，選擇方案一作為本系統(tǒng)DC/DC模塊設(shè)計(jì)方案。1.2 系統(tǒng)控制方案選擇系統(tǒng)中控制器主要負(fù)責(zé)輸出PWM波，采集和顯示數(shù)據(jù)，并根據(jù)數(shù)據(jù)調(diào)節(jié)PWM波占空比，運(yùn)算精度高、要求速度快、性能穩(wěn)定。有以下兩種方案：方案一：采用51單片機(jī)與FP

3、GA結(jié)合的方式。采用51單片機(jī)為核心,能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)外圍電路的智能控制,FPGA內(nèi)部資源豐富可靈活進(jìn)行數(shù)字邏輯電路設(shè)計(jì)。但 89C51為8位單片機(jī),運(yùn)算精度不高并且其指令周期較長(zhǎng)。方案二：采用MSP430系列單片機(jī)與CPLD結(jié)合。MSP430為混合信號(hào)16位低功耗單片機(jī)，其指令周期短，可達(dá)到較高運(yùn)算精度，但CPLD資源現(xiàn)對(duì)較少。考慮到本系統(tǒng)程序工作量不大，對(duì)運(yùn)算精度要求高，故采用MSP430系列16位單片機(jī)與資源相對(duì)較少的CPLD結(jié)合。2 系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)2.1 系統(tǒng)方案及框圖系統(tǒng)由雙路同步整流Buck變換器、控制檢測(cè)電路、CPLD組成，系統(tǒng)框圖如圖2.1所示。圖2.1 系統(tǒng)框圖要求設(shè)計(jì)制作一個(gè)由兩個(gè)

4、額定輸出功率均為16W的8VDC/DC模塊構(gòu)成的并聯(lián)供電系統(tǒng)，本系統(tǒng)采用兩路同步整流Buck變換器并聯(lián)輸出。雙路變換器，電壓電流檢測(cè)電路、MSP430F149、CPLD組成閉環(huán)控制電路。單片機(jī)獲取輸出電壓、電流值控制CPLD使輸出PWM信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)雙路變換器輸出電壓電流閉環(huán)控制。由于MSP430F149系統(tǒng)時(shí)鐘頻率（本系統(tǒng)使用16MHz）不夠高，利用單片機(jī)產(chǎn)生的PWM最小步進(jìn)較大，不能實(shí)現(xiàn)輸出電壓電流細(xì)調(diào)。故采用時(shí)鐘頻率較高的CPLD（在本系統(tǒng)中CPLD時(shí)鐘頻率為（100MHz）產(chǎn)生可脈寬可微小步進(jìn)的PWM信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電細(xì)調(diào)。3 理論分析與計(jì)算3.1 DC/DC變換器穩(wěn)壓方法本系統(tǒng)DC/D

5、C變換器為同步整流Buck變換器， Buck電路工作在電感電流連續(xù)模式、臨界模式、斷續(xù)模式。在電感電流連續(xù)模式、臨界模式下有，在電感電流斷續(xù)模式下， ，其中。Buck工作在電感電流不同狀態(tài)下其輸入輸出電壓受占空比控制。故可通過(guò)構(gòu)建電壓環(huán)控制環(huán)，實(shí)時(shí)反饋輸出電壓值，調(diào)整占空比使輸出電壓穩(wěn)定在預(yù)設(shè)值，控制環(huán)路如附圖3所示。3.2 電流電壓檢測(cè)系統(tǒng)要求輸出電流范圍較大，總最大輸出電流為4.5A，單路輸出最大電流為2.25A，要求輸出電流精度為2%（基本要求5%），在設(shè)定單路輸出電流為0.5A時(shí)需精確到10mA。為達(dá)到較高電流測(cè)量精度，需將采樣電阻電壓盡量放大，在系統(tǒng)電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)中，統(tǒng)一選取采樣電

6、壓放大倍數(shù)為50倍。設(shè)定單路輸出最大電流2.5A（取一定余量）時(shí)，電流檢測(cè)電路輸出電壓為4.5V，檢測(cè)電路放大倍數(shù)為50，采樣電阻，則電流變化值時(shí)，輸出采樣電壓。設(shè)定總輸出電流為5A（取一定余量）時(shí)電流檢測(cè)電路輸出電壓為4.5V，選取檢測(cè)電路放大倍數(shù)為50倍則采樣電阻。輸出電壓在8V左右，變化范圍小故電壓常規(guī)檢測(cè)采用電阻分壓法檢測(cè)輸出，設(shè)定輸出電壓為8V是電阻分壓輸出電壓為3.5V，分壓比。3.3 均流方法本系統(tǒng)再用外加均流控制均流法，用單片機(jī)檢測(cè)兩并聯(lián)模塊電流分配情況，分別調(diào)整兩個(gè)DC/DC模塊PWM占空比，使兩路DC/DC輸出電流安分配比例輸出。系統(tǒng)輸出額定電壓，要求系統(tǒng)在不同負(fù)載情況下自

7、動(dòng)調(diào)節(jié)使電流按比例輸出，故采用檢測(cè)負(fù)載電阻大小，計(jì)算出當(dāng)前負(fù)載電阻條件下8V輸出電壓時(shí)輸出電流I1、I2大小，單片機(jī)調(diào)節(jié)變換器PWM控制信號(hào)占空比使兩路輸出電流分別為I1、I2。設(shè)當(dāng)前電壓值為，當(dāng)前輸出電流為，負(fù)載電阻，在當(dāng)前負(fù)載電阻情況下,要使輸出電壓為8V，則輸出總電流又知當(dāng)前負(fù)載電阻大小時(shí)設(shè)定的輸出電流比，故當(dāng)前條件下的目標(biāo)輸出電流值。故可通過(guò)調(diào)節(jié)PWM信號(hào)占空比使輸出電流，系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測(cè)R的大小，調(diào)整輸出電流值使兩路電流安設(shè)定比例分配，并且最終使輸出電壓穩(wěn)定在8V。3.4 過(guò)流保護(hù)過(guò)流保護(hù)采用軟件保護(hù)方式，系統(tǒng)輸出電壓穩(wěn)定在8V左右，輸出電壓和電流關(guān)系為。當(dāng)時(shí)，系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測(cè)輸出電流大小，

8、當(dāng)時(shí)，判定為過(guò)流模式，此時(shí)關(guān)斷PWM信號(hào)使輸入輸出斷開。斷開后程序延一段時(shí)間，再以極低占空比輸出PWM（系統(tǒng)采用3%）檢測(cè)輸出負(fù)載電阻大小，若則系統(tǒng)保持3%占空比輸出，持續(xù)檢測(cè)負(fù)載電阻大小。只有當(dāng)時(shí)，再進(jìn)入自動(dòng)調(diào)節(jié)模式，這里取一定的遲滯量有利于提高系統(tǒng)穩(wěn)定性防止在時(shí)反復(fù)動(dòng)作。4 電路設(shè)計(jì)4.1 主電路設(shè)計(jì)主電路為雙路同步整流Buck變換器并聯(lián)，變換器由輸入濾波電容、半橋驅(qū)動(dòng)器UCC27201、IRF3205半橋、輸出LC濾波器組成主電路原理如圖4.1所示。UCC27201為高頻（可達(dá)1MHz），3A驅(qū)動(dòng)能力，高自舉電壓（120V）Mosfet半橋驅(qū)動(dòng)器，可滿足與本系統(tǒng)應(yīng)用要求。半橋Mosfet

9、采用IRF3205，具有低導(dǎo)通電阻，有利于提高變換器效率。圖4.1 主電路原理圖4.2 測(cè)控電路設(shè)計(jì)（1）電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)圖4.2電流檢測(cè)電路電流檢測(cè)采用高邊電流檢測(cè)方式，用專用集成芯片INA282，它具有寬共模電壓輸入范圍（-1480V），50倍固定增益，應(yīng)用電路簡(jiǎn)單。檢測(cè)最大電流值較大（單路最大電流2.25A，總電流4.5A），故選擇Rs為低溫漂的康銅絲作為采樣電阻。電流檢測(cè)電路如圖4.2所示（2）A/D采樣電路設(shè)計(jì)圖5.1 軟件流程圖采用ADS1256對(duì)輸出電壓、電流進(jìn)行采樣，電路如附圖4所示。ADS1256是TI公司推出的微功耗、高精度、8通道24位型模數(shù)轉(zhuǎn)換器，該器件內(nèi)部集成有輸入模

10、擬多路開關(guān)、輸入緩沖器、可編程增益放大器和可編程數(shù)字濾波器。可靈活濾除頻率穩(wěn)定的開關(guān)噪聲，抗干擾能力強(qiáng)，采樣精度高。5 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)要求除負(fù)載電阻為手動(dòng)調(diào)整，以及調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使負(fù)載電流IO 在1.53.5A之間變化時(shí)，兩個(gè)模塊的輸出電流可在（0.52.0）范圍內(nèi)按指定的比例自動(dòng)分配，由手動(dòng)設(shè)定電流比例外，其他功能的測(cè)試過(guò)程均不允手動(dòng)干預(yù)。系統(tǒng)采用檢測(cè)輸出負(fù)載電阻大小，判斷輸出電流比例，并計(jì)算目標(biāo)電流值，通過(guò)調(diào)整PWM使輸出電流達(dá)到目標(biāo)電流值。軟件流程圖如圖5.1所示。6 系統(tǒng)測(cè)試與分析6.1 測(cè)試儀器數(shù)字萬(wàn)用表：型號(hào) FLUKE 45dual6.

11、2 測(cè)試框圖圖6.1 系統(tǒng)測(cè)試框圖6.3 測(cè)試表格調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個(gè)模塊輸出電流之和IO =1.0A 且按I1:I2=1:1，即設(shè)定I1=0.5A，I2=0.5A，I1、I2相對(duì)誤差絕對(duì)值表6. 1IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）測(cè)試條件：調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個(gè)模塊輸出電流之和IO =1.5A 且按I1:I2= 1:2，即設(shè)定I1=0.5A，I2=1A，I1、I2相對(duì)誤差表6.2 IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0

12、.4V，使負(fù)載電流IO 在1.53.5A之間變化時(shí)，兩個(gè)模塊的輸出電流可在（0.52.0）范圍內(nèi)按指定的比例自動(dòng)分配，令I(lǐng)1:I2= 1:n，I1、I2設(shè)定值為，I1、I2相對(duì)誤差絕對(duì)值。表6.3 設(shè)定比例IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4V，使兩個(gè)模塊輸出電流之和IO =4.0A 且按I1:I2=1:1 模式自動(dòng)分配電流，即設(shè)定電流I1=2A，I2=2A。I1、I2相對(duì)誤差。表6.4 IO（A）I1(A)I2(A)UO(V)（%）（%）效率測(cè)試：額定功率輸出情況下UIN=24V，輸入電壓輸出電壓UO=8.0±0.4V，I1=I2= 2A，效率。表6.5 UIN(V)IIN(A)I1(A)I2(A)UO(V)IO（A）效率總結(jié)參考文獻(xiàn) 1正文（楷體_GB2312，小四）【1】 Abraham I.Pressman，Keith Bil