1、中國科技論文在線面向5G終端的同時頻全雙工天線架構研究 張長清作者簡介：張長清(1958),男,高級工程師,中科院長春物理研究所89級理學碩士研究生，任職中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司，從事計算機網絡和移動通信技術，發表科技文章170多篇，科技論文40多篇，編寫計算機網絡、移動通信及相關應用軟件幾十個. E-mail: 137073098691.5YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司4140001370730986913707309869湖南省岳陽市

2、花板湖路52號金緣花長清(1958),男,高級工程師,中科院長春物理研究所89級理學碩士研究生，任職中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司，從事計算機網絡和移動通信技術，發表科技文章170多篇，科技論文40多篇，編寫計算機網絡、移動通信及相關應用軟件幾十個。張長清zhangchangqing張長清1.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51*|*期刊*|*焦秉立，馬猛，同頻同時全雙工技術淺析J，電信網技術,3013(11):29-32.<CR>2*|*期刊*|*徐強，全欣等，同時同頻全雙工LTE射頻自干擾抑制能力分析及實驗驗證

3、J，電子與信息學報,2014.3:662-669.<CR>3*|*期刊*|*何昭君，沈瑩等，自干擾幅度及相位誤差對全雙工系統的影響J，電波科學學報,2014.10:827-833.<CR>4*|*期刊*|*卞宏梁，曹磊，同時同頻全雙工技術研究J，電信技術,2013.12:37-40.<CR>5*|*專著*|*葛德彪，閆玉波，電磁波時域有限差分方法M，西安電子科技大學出版社,2006.12.<CR>6*|*專著*|*林昌祿，天線工程手冊M，電子工業出版社，2002.6.<CR>7*|*學位論文*|* 徐強，同時同頻全雙工自干擾抑制關鍵技

4、術研究與驗證D，電子科技大學，2015.7<CR>8*|*期刊*|*徐強，劉鳳威等，一種變窗長同時同頻全雙工自干擾信道估計算法J，電子科技大學學報，2016(1):48-53.*|1|張長清|zhangchangqing|中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司|YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer|張長清(1958),男,高級工程師,中科院長春物理研究所89級理學碩士研究生，任職中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司，從事計算機網絡和移動通信技術，發表科技文章170多篇，科技論文40

5、多篇，編寫計算機網絡、移動通信及相關應用軟件幾十個。|湖南省岳陽市花板湖路52號金緣花園|41400013707309869向5G終端的同時頻全雙工天線架構研究|Study on Co-time Co-frequency Full Duplex antenna architecture for 5G|- 10 -（中國移動通信集團湖南有限公司岳陽分公司）摘要：5G的高速率、高帶寬和高可靠性，對天饋接入系統提出了更高的要求。CCFD（Co-time Co-frequency Full Duplexing：同時頻全雙工）技術能倍增無線信道吞吐量，

6、提高頻譜資源利用率，保證無線傳輸中的實時反饋與自動控制，使5G在未來工業互聯網和物聯網中可發揮重要作用。CCFD的收發天線須要分立布放，對于基站，同時頻強自干擾消除相對容易實現；對于終端，因空間限制，同時頻強自干擾消除須有較高的技術性。本文首先表述了CCFD的基本通信原理，而后用FDTD（Frequency Division Duplexing：頻分雙工）算法和方向圖函數分析了在天線陣列中用波束賦形方式消除天線中的強自干擾過程，同時還分析了射頻干擾消除和數字干擾消除的簡單方式，為設計5G終端天線系統提供了有益參考。關鍵詞：同時頻全雙工、時域有限差分、干擾消除。中圖分類號：TN 911.3Stu

7、dy on Co-time Co-frequency Full Duplex antenna architecture for 5Gzhangchangqing(YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer)Abstract: 5G's high-speed, high bandwidth and high reliability, there is a higher standard of the antenna and cable access technology. CCFD techno

8、logy can double the throughput of the wireless channel, improve the utilization of spectrum resources, ensure real-time feedback and automatic control in the wireless transmission, so that 5G will play an important role in the future industrial Internet and Internet of things. CCFD transceiver anten

9、nas need to be discrete, for the base station, at the same time frequency interference is easy to eliminate; for the terminal, due to space constraints, and frequency interference cancellation is an important technology. This article first expresses the basic principles of ccfd communication with fi

10、nite-difference time-domain (FDTD) method and directivity diagram function, in antenna array with beamforming methods eliminate antenna in a strong self interference, and also analyzed the simple way to RF interference cancellation and digital interference cancellation and a useful reference for des

11、ign of 5g terminal antenna system is analyzed.Key words: Co-time Co-frequency Full Duplex, Finite Difference Time Domain, Interference elimination.1引言根據IMT-2020（5G）推進組制訂的5G愿景與需求和5G網絡技術架構白皮書要求，與4G相比5G網絡的頻譜效率更高、速率更快、容量更大，因而有可能使無線頻譜資源更緊張，同時頻全雙工（Co-time Co-frequency Full Duplexing：CCFD）傳輸技術在一定程度上可以緩解這種緊

12、張。所謂同時頻全雙工是指同一通信設備中的發射機和接收機占用相同的時頻承載資源同時傳輸數據，使得通信的雙方在上下行在相同時間使用相同頻率信道，突破了傳統TDD（Time Division Duplexing：時分雙工）和FDD（Frequency Division Duplexing：頻分雙工）只能單方面在時域或頻域雙工通信的限制，在時頻兩域同時實現雙工傳輸。顯然，TDD和FDD只占用了時域和頻域承載資源的一半，CCFD占用了全部時頻兩域承載資源。所以，CCFD的傳輸效率是TDD或FDD的一倍，或是TDD和FDD兩者之和，同時也包含了兩者的傳輸效率和通信優勢。眾所周知，TDD的發射信道和接收信道

13、使用的都是相同的頻率信道，但系統的發射信號和接收信號分別承載在時域幀中的下行子幀和上行子幀中，即上行信號和下行信號運行在同頻信道的不同時隙里，從而可以避免上行信道與下行信道之間的相互干擾。FDD的發射信道和接收信道使用的是不同的頻率信道，下行頻率信道中的所有時隙承載發射信號，上行頻率信道中的所有時隙承載接收信號，同樣可以避免上行信道與下行信道之間的相互干擾。CCFD實際上包含了TDD和FDD的全部信息承載資源，上行傳輸資源中的頻率和時隙與下行傳輸資源中的頻率和時隙一樣，可以大大地提高無線傳輸資源的效率。更重要的是，TDD和FDD在傳輸中各有優勢和缺點，并呈互補關系。CCFD因包含了TDD和FD

14、D傳輸方式，在包含兩者優點的同時也中和了兩者的缺點。CCFD的應用不僅提高了無線傳輸資源的應用效率，還能提升了無線傳輸信道的性能。CCFD的無線傳輸優勢一直激勵著人們的研究熱情，早在上世紀九十年代就開始給予足夠的關注，就目前取得的成就來看令人振奮。然而，同時頻自干擾消除畢竟是無線傳輸中一道難以逾越的溝壑，何況CCFD的同時頻自干擾強度遠超有用信號強度。所以CCFD的最大技術難點，仍然是如何在雙工設備的接收機中，正確區分來自遠端的較弱接收信號和設備上發射機所發送的強干擾信號。5G移動通信系統有可能采用密集型網絡分布、毫米波通信、大規模MIMO天線等高新技術，其應用對CCFD將有較大影響，其中天線

15、振子的小尺寸結構、大規模MIMO天線的收發天線專用、有源相控陣的抗干擾性等都有可能成為加速CCFD走向應用的重要引擎。5G終端因其空間、耗電等設計理念限制，對 CCFD應用提出了更高要求，本文從理論上研究了面向5G終端的適合CCFD場景的天線架構，指出了終端發射半波天線陣應用的實際意義，為5G應用提供了有益的參考。2同時頻全雙工通信原理簡介早在1997年，G.R.Kenworthy就申請了全雙工通信系統的美國專利，該系統采用射頻干擾抑制和數字干擾抑制兩級進行自干擾消除，以達到在同時頻傳輸中能夠正確完成收發信號正常通信的目的。由于CCFD發射機的發射信號對本地接收機產生的干擾是強同時頻自干擾，直

16、接影響是遠端接收信號有可能完全被近端干擾信號所湮沒，而維持CCFD正常通信的自干擾消除技術，最初的應用是在電話系統和多普勒雷達中，因其不同通信系統的信號帶寬、頻率，且自干擾信號消除量等指標各異，使得不同系統中的自干擾消除技術存在較大差別，如在電話系統中接收支路對發射支路的干擾抑制量標準，國際電信同盟ITU是不到30dB，而移動通信基站中的自干擾抑制量在某些場景中高達130dB，所以許多已有的自干擾消除技術不能簡單地應用在CCFD中。近年來，斯坦福大學、萊斯大學、加州大學、北京大學和電子科技大等先后對CCFD進行了卓有成效的理論探索和工程實踐。其中北京大學焦秉立教授團隊1，從2006到2013年

17、一直進行CCFD研究，提出了蜂窩小區采用CCFD的演進方案，即基站發射天線采用中心式布局，基站接收天線采用分布式布局，在干擾消除能力受限時仍可實現系統容量的較大提升，演示原型機包括一個支持CCFD方式的基站和兩個支持TDD方式的移動終端，實驗證明，在覆蓋半徑100米范圍內，通信帶寬效率可達到TDD系統的兩倍。電子科技大學唐友喜教授團隊2-3，在2013年建立了全球第一個4G CCFD實驗測試場景，在同時頻資源下，用4G空口使業務速率從30Mbps提升到50Mbps，頻譜效率也提高了一倍。顯然，我國的CCFD技術已開始了從理論走向實踐的飛躍。同時頻全雙工通信中的主要技術瓶頸是收發機間的強自干擾4

18、。由于發射天線與接收天線相距很近，自己發射出去的信號能量比接收到的遠端信號能量大很多，一般在100dBm以上，要能正確解碼所需的接收信號，系統的自干擾消除能力至少要達到100dB。目前的主流研究都是采用多級消除法，即系統通過天線干擾消除、射頻干擾消除和數字干擾消除三級方式以其達到預定的效果。圖1所示是無線個人區域通信802.15.4系統采用三級干擾消除的基本工作原理圖，其中發射天線兩根，接收天線1根，若發射天線的發射功率為0dBm，在距離發射天線d=6英寸遠的近端接收天線上，收到的干擾功率一般為-40dBm，設環境本底噪聲為-100dBm，若能想辦法消除接收系統中60dBm的自干擾，則近端接收

19、天線就有可能消除近端發射天線的信號干擾，正確解碼出遠端的接收信號。圖1：同時頻全雙工工作原理從目前技術來看，采用如圖1所示的專用模塊QHx220組合的實際噪聲干擾消除電路，最多只能達到30dB，即射頻干擾消除方案可以減去接收系統的一半噪聲，余下的一半噪聲只能由數字干擾消除方式現實。需要指出的是，圖1所示仍然是一種理想情況，或者說是一種非移動通信系統的專用情況。目前流行的移動終端，普遍寬不過8cm、高不過15cm，若按照圖1方式設計收發天線，則發射天線與接收天線之間的距離將會更小，所以802.15.4系統的實驗數據只能作為參考。更重要的是，移動通信是一種寬帶通信，載頻帶寬都在MHz以上，如LTE

20、支持的6個載波帶寬分別為1.4、3、5、10、15和20MHz，每個載波中包含的子載波數分別為72、180、300、600、900和1200個，兩個發射天線與一個接收天線之間的距離d只可能滿足1個或幾個子載波的天線干擾消除要求。5G系統因高速率高數據量傳輸的需要，不僅是寬帶通信，還會采用大規模MIMO多天線系統，說明在面向5G的同時頻全雙工系統中，采用自消除技術時，不管是天線干擾消除、射頻干擾消除，還是數字干擾消除都會在一定程度上有別于傳統，甚至與傳統完成不同，才有可能適應5G移動通信的特殊要求。事實證明，在這三種干擾消除法中，天線直接消除較為重要，并且是一種簡單、直接、高效的干擾消除方式，也

21、是將干擾過程抑制在萌芽狀態、將干擾影響拒之于接收天線之外的第一關。若5G終端發射天線采用半波天線陣，接收天線采用MIMO技術，將接收天線置于上方，發射天線陣置于下方，雖然終端空間尺尺見方，但發射天線陣的信號主瓣集中在陣列前方，接收天線處于賦形波束的主零點位置，若再增加相關屏蔽措施，天線干擾消除是可以達到相關技術要求的。3面向5G終端的天線干擾消除研究CCFD技術要求同時頻收發天線分立，當前熱門研究中的天線干擾消除技術，主要是在空中接口處采用物理或邏輯屏蔽與隔離，從而降低發射信號對接收天線的直接影響，其方法主要有：1拉遠發射天線與接收天線間的距離采用分布式天線、增加電磁波傳播的路徑損耗，達到降低

22、雙工干擾在接收天線上的功率。2直接屏蔽雙工干擾在發射天線和接收天線間設置屏蔽罩，減少雙工干擾直達波對接收天線的影響。3采用鞭式極化天線使發射天線極化方向垂直接收天線，可有效降低直達波雙工干擾的接收功率。4配備多發射天線或多接收天線調節多發射天線的相位和幅度，使接收天線處于發射信號空間零點處，以降低雙工干擾，如兩發一收模式中兩發射天線與接收天線間距差為載波波長一半。5采用發射天線陣列方式通過波束賦形減小發射信號的波瓣角，提高發射信號的功率密謀，從而獲得抑制雙工干擾的良好效果。顯然，5G基站的天線干擾消除容易實現，5G終端的天線干擾消除較難，但可采用屏蔽式、極化式和陣列式，其中陣列式更適合5G設計

23、標準，下面從理論上重點在不同布放發收天線的情況下，分析半波天線和半波天線陣列所引起的天線干擾消除效果。3.1半波天線干擾消除分析若發射天線與接收天線都是半波直線天線，則發收半波天線的布放方式一般只兩種，一種是指向Z軸的發收天線并列放置，一種是指向Z軸的發收天線軸向放置。由于半波天線的波束是偶極振子方向圖，與發射天線并列放置的接收天線受到的干擾最強，必須補充屏蔽罩；與發射天線軸向放置的接收天線受到的干擾最小，可以不考慮屏蔽。下面就用FDTD仿真來分析這兩種天線放置產生的干擾影響情況5。設同時頻全雙工系統載波主頻f=6GHz，波長=c/f=0.05m=5cm，為厘米波。設移動終端上本地收發半波天線

24、間距d=2.54*3inch8cm。收發天線彼此平行豎立，或彼此平行平放，前者用I型鋁質屏蔽罩隔離。由于是金屬屏蔽罩，既可以在物理上隔離本地收發天線，實現天線干擾消除，還可以因其反射性可增強發射天線定向發射信號的強度。在平行豎立收發天線中，在1個半波發射天線與1個半波接收天線位置完全對等處增加一個測試點，針對屏蔽罩與發射天線相距分別為1/4、1/2波長二個位置設計模擬場景。在平行平放收發天線（發收天線軸向布放）中，在發射天線上方等距放一測試點，以些作為模擬場景。定義發射天線發射信號功率為0dB，用FDTD仿真總場區電磁場分布，計算四種情況下接收天線和測試點的信號強度，為設計單天線干擾消除提供參

25、考。取空間步長dx=/20=0.25cm，每個Yee元胞寬為0.25cm，即載波波長的1/20。因此，在FDTD仿真中，半波天線尺寸為X×Y×Z=1×1×10個Yee元胞，屏蔽罩尺寸為X×Y×Z=1×3×12個Yee元胞，1/4波長屏蔽罩距發射天線5個Yee元胞，1/2波長屏蔽罩距發射天線10個Yee元胞，發射天線與接收天線和測試點的間距都為32個Yee元胞（8cm）。此外，工作區邊界另取40個Yee元胞。所以，三維總場區空間尺寸為X×Y×Z=144×81×90個Yee元胞，

26、見圖2所示。若加上完全匹配吸收邊界PML的8個Yee元胞，則FDTD計算區域約有160×106×97165萬個Yee元胞，也就是說，在三維FDTD+PML運算的36個數組變量中，每個變量都支持165萬個元素。可見，FDTD是一種海量內存資源應用的運算，對計算機性能要求非常高。FDTD空間元胞參數設計好后，還必須滿足收斂條件下的時間參數。若取時間步長為dt=dx/(2c)，則電磁波從發射天線傳播到最遠PML吸收邊界邊緣，需要走過80個時間步長，即算式至少要迭代80次才有意義，而時間迭代數越大迭代運算的精度越高，同時計算機資源占用也呈幾何級數上升。所以，FDTD仿真時只能根據計

27、算機的性能設置相應的時間迭代數，圖2中的時間迭代數為300。屏蔽罩取金屬鋁，對應的電導率系數為3.72E+7西門子/米，具有良好的導電、電磁場屏蔽和電磁波反射性能。因收發天線Yee元胞為1×1×10個，實際體積為2.5×0.25×0.25cm3，屏蔽罩Yee元胞比發射天線在YZ方向各多出1個，實際面積為3×0.75cm2，因而可以布局在移動終端，從圖2所示的電磁場分布圖中可以看到屏蔽罩的屏蔽效果和反射效果還是比較好的。圖2：三維總場區中Y為中間位置時XOZ平面的電磁場圖2所示為滿足上述空間、時間條件和迭代數為300時的FDTD仿真效果圖，分別表

28、示無屏蔽罩、屏蔽罩距發射天線1/4波長和1/2波長，以及發射和接收天線都為水平方式分布架構下的信號強度分布圖。可以看出，沒有金屬屏蔽罩時發射天線以0dB功率向外發射信號后，接收天線和測試點同時收到的信號強度都為-42dB，說明發射信號自發射天線到相距8cm遠處的接收天線時已降低了42dB。當加上金屬屏蔽罩后，距發射天線1/4波長位置最佳，接收天線處降低了48dB，測試點處只降低了39dB，與未加屏蔽罩相比，測試點的信號增強了，接收天線處的信號減小了。圖2d中的場強仿真情況說明直線天線輻射信號是一種電偶極振蕩信號，雖然波瓣角度較大，輻射方向不能調整，但接收天線平直正對發射天線處，恰好是發射信號強

29、度零處，與圖2a/b/c相比，具有較高的同時頻干擾消除效果，若能增加性能優秀的屏蔽反射罩，可以收到更好的干擾消除效果。3.2半波天線陣列干擾消除分析若發射天線和接收天線都是半波天線陣列6，因為天線陣列存在波束賦形效果，完全可以通過調整陣列參數，使發射信號波束的零點指向接收天線，從而達到提高天線干擾消除的目的。為此，我們通過半波天線方向圖函數來分析幾種典型的發射天線陣列，從中了解最佳陣列類型及產生最佳波束的陣列參數。移動終端的有限空間，決定了在移動終端上使用半波天線陣列的基本條件，只能使用一維線陣和二維面陣，發射半波天線陣列與接收半波天線陣列只能放置在終端的上下方向位置。又因為采用的是半波天線陣

30、列，所以我們設計的建模方式是：發射天線采用二維平面半波天線陣列，接收天線采用一維平行振子半波天線陣列，見圖3所示。可以看出，二維平面半波天線陣列實際上是由一維平行振子陣和一維共軸振子陣組合而成。圖3：平行振子陣和平面陣結構根據圖3，不管是一維平行振子陣列，還是二維平面陣列，統一設置：沿X軸分布的陣元數為Nx，沿X軸分布的陣元的間距為dx，沿X軸分布的陣元間激勵源的相位差為x；沿Z軸分布的陣元數為Nz，沿Z軸分布的陣元的間距為dz，沿Z軸分布的陣元間激勵源的相位差為z。由于半波天線陣列的方向圖函數滿足方向圖乘積定理，所以對應的一維平行振子半波天線陣列的方向圖函數和二維平面半波天線陣列的歸一化方向

31、圖函數分別為：F1(,)=cos(/2cos)/sinsin(Nxx/2)/sin(x/2)/Nx(1)F2(,)=cos(/2cos)/sinsin(Nxx/2)/sin(x/2)/Nxsin(Nzz/2)/sin(z/2)/Nz(2)式中x=x+kdxsincos，z=z+kdzcos。顯然(1)式和(2)式都滿足方向圖函數的乘積定理。圖4：二維平面半波天線陣列不同參數時的方向圖當通信主頻率與陣元數確定后，可改變二維平面半波天線陣列方向圖的參數只有dx、x、dz、z。圖4所示是在電磁波主頻率f=6GHz、Nx=2和Nz=2，以及這4個參數改變時分別得到的不同的波束方向圖。僅僅4個陣元的平面

32、半波天線陣列，就可以通過參數的調整得到在方位角方面的定向輻射波束、全向輻射波束和橢圓輻射波束，可以獲得既在上傾角方面定向、又在方位角方面全向的特殊輻射波束，顯然這些波束圖形可以適應不同的輻射需求，其中圖4D所示方向圖更適合下方布局有采用同時同頻雙工技術的接收天線的設計方案，因為發射信號更多的是全向指向上方的全向式輻射，信號強度的零點正對著下方的接收天線，既可滿足發射天線與基站間的全向式通信，又可降低或避免本地發射信號對本地接收天線的同時頻強自干擾。本地接收天線陣列采用一維平行振陣，并對發射信號適當編碼，使接收天線能識別本地發射信號編碼，一方面可以提高接收天線對本地信號的抗干擾能力，另一方面還可

33、以采用MIMO中的接收分集技術提高接收天線的分集增益，或采用復用技術提高接收天線的復用能力。圖5所示為4發射天線與14接收天線系統在發收信號采用了通用STBC編碼方式后，不同信噪比下接收天線獲得的誤碼率曲線簇。可以看出，相對4根發射天線，接收天線越多，接收信號的性能越好。在同一信噪比值（如SNR=10dB）時，每增加1根接收天線可以使接收系統的誤碼率降低約1個數量級。當然，接收天線數量的增加，也會增大天線間的同頻干擾，為此除了要求使用 STBC編碼外，還要使陣元間距dx>/2或不得等于/2的整數倍，盡量拉開陣元間距，減少陣元間的相關性。圖5：4發射天線和14接收天線系統性能4面向5G的射

34、頻干擾消除分析7根據移動通信原理，承載數據業務的數字信號在經過基帶調制后變為模擬信號，再經過射頻調制從天線發出，在這個過程中，既要產生因電子電路造成的非線性信號失真，還要引入因無線信道開放性添加的各類噪聲，所以接收天線收到的信號是近端發射天線發送出去的參雜了失真和噪聲的模擬信號，該模擬信號與發射端基帶調制前的數字信號完全不同，與發射端基帶調制后的模擬信號相比也是昨日黃花。更重要的是，在同一設備內的發射天線與接收天線因相距太近，以至于遠端發射天線送來的弱信號，完全有可能淹沒在近端發射天線送來的強干擾中，要想消除接收天線中的干擾信號的確不易，特別是同一設備內發射天線送來的強干擾信號。由于面向5G的

35、同時頻全雙工系統的天線干擾消除方式有限，作為系統內第一道自干擾消除的關鍵操作，射頻干擾抑制就尤為重要了。因為同時頻全雙工自干擾是近端接收天線受到近端發射天線的干擾，所以利用近端發射天線信號直接從近端接收天線中消除自干擾的射頻干擾消除方式，相對而言可以簡單一些，甚至可以在射頻干擾消除中采用多次消除方式。因為近端發射天線與接收天線之間的距離很小，無線環境保持固定，所以近端發射天線與近端接收天線之間的環境容易仿真。雖然QHx220模塊噪聲消除電路的消除能力只能達到30dBm，若能在前端增加一級環境仿真模塊來進一步降低射干擾噪聲，有可能在QHx220模塊的基礎上再次消除十幾個dBm。射頻干擾消除實質上

36、是利用噪聲消除芯片來消除干擾，典型的噪聲消除芯片QHx220可以從接收信號中消除已知的干擾信號，還能改變干擾參考信號的振幅和相位來對接收信號進行干擾匹配，但QHx220模塊只能部分消除接收信號中的已知干擾信號。若能夠在QHx220噪聲消除級前，另外增加一級專用環境仿真模塊來消除干擾噪聲，使射頻干擾消除經過兩級處理，使其突破30dBm的上限閾值，從而較大的提高射干擾消除能力。對于基站或終端的饋線系統而言，近端的發射天線與接收天線的距離很近，且無線環境固定不變，仿真信道的傳輸函數和高斯噪聲函數比較容易固化生成，若將其集成為一個專用環境仿真模塊，使之位于傳統射干擾消除模塊之前，當接收信號進入射頻系統

37、后，首先與通過環境仿真后的發射信號相差，理論上可消除大部分進入接收天線中的近端發射信號。圖6：采用仿真模塊的射頻干擾消除原理見圖6所示是一個簡單的射頻干擾消除原理框圖，分為遠端部分和近端部分，遠端部分只標出了發射模塊，近端部分標出了發射模塊、接收模塊和射干擾消除模塊，為了仿真方便，發射模塊中只有串并變換、電平變換、載波調制和線性疊加等功能，接收模塊中有載波解調、濾波、判決、電平變換和并串變換等功能，射干擾消除模塊中包括了環境仿真和QHx220模塊的干擾消除的兩重作用。可以看出，不管是遠端還是近端，兩個發射天線發射的信號除了信號內容和信號強度不同外，就是距離的遠近不同，這兩個發射天線送給接收天線

38、的信號還有較大區別，但近端部分中的發射信號因僅通過近距離的天線發射和接收，其中和之間除了天線饋線和空口信道，沒有非線性有源電路，延時不大，環境仿真簡單，從處取信號在處減去，當然可以獲得較好的干擾消除效果。設hfar(t)、hnear(t)分別為遠端發射天線和近端發射天線到接收天線間的傳輸函數，sfar(t)、snear(t)分別為遠端發射天線和近端發射天線給接收天線間發射的有用信號和自干擾信號，n(t)為接收天線受到的高斯噪聲，則近端部分的接收天線收到的信息可以表示為：r(t)= hfar (t)sfar(t)+ hnear (t)snear(t)+ n(t)(3)由于自干擾信號hnear(t

39、)snear(t)與有用信號hfar(t)sfar(t)存在部分重疊，為了從接收信號中r(t)中檢出有用度信號sfar(t)，需要根據已知的干擾信息snear(t)，重建干擾信號hnear(t)snear(t)，將其消除，從而得到遠端有用信號hfar(t)sfar(t)與高斯噪聲n(t)的和，再通過相關閾值進行判決，解調出有用信號sfar(t)。在射頻干擾消除方式中，因為僅僅局限在射頻范圍，后段電路沒有作用信號，甚至信號還沒有受到接收端的電路作用，所以(3)式的基本結構組成沒有改變，如果通過環境仿真模塊的作用，使得接收端中到的這段信道能夠近似模擬出hnear(t)信道函數，從處提出部分近端發射信號snear(t)，理論上若將兩者相乘后與接收信號相差，就可以消除接收端射頻領域中的自干擾。然而現實中并非如此簡單，因為自干擾信號hnear(t)snear(t)和有用信號hfar(t)sfar(t)中存在部分重疊情況，不可能在射頻領域完全消除自干擾，但可以消除大部分，圖7所示為理想情況下存在消除干擾信號時比沒有干擾信號時大6dB，說