1、基于單片機（89C51）的雙閉環直流調速系統摘要：該文介紹89C51單片機在直流電機轉速控制系統中的應用、實現方法、硬件結構等。本系統采用霍爾元器件測量電動機的轉速，用89C51單片機對直流電機的轉速進行控制，用DAC0832芯片實現輸出模擬電壓值來控制直流電動機的轉速。1前言直流電動機具有良好的起動、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動領域中得到了廣泛的應用。從控制的角度來看，直流調速還是交流拖動系統的基礎。早期直流電動機的控制均以模擬電路為基礎，采用運算廣大器、非線性集成電路以及少量的數字電路組成，控制系統的硬件部分非常復雜，功能單一，而且系統非常不靈活、

2、調試困難，阻礙了坦洲電動機控制技術的發展和應用范圍的推廣。隨著單片機技術的日新月異，使得許多控制功能及算法可以采用軟件技術來完成，為直流電動機的控制提供了更大的靈活性，并使系統能達到更高的性能。采用單片機構成控制系統，可以節約人力資源和降低系統成本，從而有效的提高工作效率。2.轉速的測量原理轉速是工程上一個常用的參數，旋轉體的轉速常以每分鐘的轉數來表示。其單位為r/min。轉速的測量方法很多，由于轉速是以單位時間內的轉數來衡量的，因此采用霍爾元器件測量轉速是較為常用的一種測量方法?；魻柶骷蔷哂邪雽w材料制成的一種薄片，器件的長、寬、高分別為l、b、d。若在垂直于薄片平面（沿厚度d）方向施加外

3、加磁場B，在沿l方向的兩個端面加以外電場，則有一定的電流經過。由于電子在磁場中運動，所以將受到一個洛侖磁力，其大小為：fl=pVB式中“fl洛化磁力，q載流子電荷，V載流子運動速度，B磁感應強度。這樣使電子的運動軌跡發生偏移，在霍爾元器件薄片的兩個側面分別產生電子積聚或電荷過剩，形成霍爾電場，霍爾元器件兩個側面間的電位差UH稱為霍爾電壓?；魻栯妷捍笮椋篣H=RHIB/d（mV）式中：RH霍爾常數，d元件厚度，B磁感應強度，I控制電流設KH=RH /d,則UN=KHIB（mV）KH為霍爾器件的靈敏系數（mV/mA/T）,它表示該霍爾元件在磁感應強度和單位控制輸出霍爾電動勢的大小。應注意，當電磁

4、感應強度B反向時，霍爾電動勢也反向。若控制電流保持不變，則霍爾感應電壓將隨外界磁場強度而變化，根據這一原理，可以將一塊永久磁鋼固定在電動機的轉軸上轉盤的邊沿，轉盤隨被測軸旋轉，磁鋼也將跟著同步旋轉，在轉盤附近安裝一個霍爾元件，轉盤隨軸旋轉時，霍爾元件受到磁鋼所產生的磁場影響，故輸出脈沖信號，其頻率和轉速成正比，測出脈沖的周期或頻率即可計算出轉速。3 直流電動機轉速控制系統硬件設計 通過自制5V電源來確保工作電壓正常，由霍爾元件及外圍器件組成的測速電路將電動機轉速轉換成脈沖信號，送至單片機的計數器T1，由T1測出電動機的實際轉速，并與設定值比較形成偏差。根據比較結果，使DAC0832輸出控制電壓

5、增大或減小。功放電路將DAC0832輸出的模擬電壓轉換成具有一定輸出功率的電動機控制電壓。4 直流電動機轉速控制系統軟件設計1、編程思路：控制系統程序的功能是用89C51單片機的T0、T1測出電動機的實際轉速，并與給定值進行比較。根據比較結果，使DAC0832芯片的輸出控制電壓增大或減小。30H單元存放實際轉速與設定值是否相等的標志。“1”表示相等，“0”表示不相等。40H單元存放送入DAC0832芯片的數字控制電壓。7FFFH為DAC0832地址。2、系統流程圖如圖3所示：5 直流電動機轉速控制系統的工作原理直流電動機的轉速與施加于電動機兩端的電壓大小有關。本系統用DAC0832控制輸出到直

6、流電動機的電壓的方法來控制電動機的轉速。當電動機轉速小于設定值時，DAC0832芯片輸出電壓減小，從而使電動機以設定的速度恒速旋轉。我們采用比例調節器算法。控制規律：Y=KP e(t)+KIe(t)dt式中：Y一比例調節器輸出，K 比例系數，K 一積 分系數 e(t)一調節器的輸入，一般為偏差值。 系統采用了比例積分調節器，簡稱 PI調節器，使 系統在擾動的作用下，通過 PI調節器的調節器作用使電動機的轉速達到靜態無差，從而實現了靜態無差。無靜差調速系統中，比例積分調節器的比例部分使動 態響應比較快(無滯后)，積分部分使系統消除靜差。6.雙閉環直流調速系統的組成  

7、0; 調速系統中設置了兩個調節器，分別調節轉速和電流。結構原理圖如圖1所示，圖中符號的意義分別為：ASR-轉速調節器；ACR-電流調節器；TG-測速發電機；TA-電流互感器；UPE-電力電子變換器U*n；-轉速給定電壓；Un-轉速反饋電壓；U*i-電流給定電壓；Ui-電流反饋電壓。7. 電流環與轉速環的設計    經過測量計算，確定系統的基本參數如下：直流電動機：Un=220V，1.16A，1500rmin，Ce=0.15，=1.3晶閘管裝置放大倍數：Ks=63.3電樞回路總電阻：R=41.14 時間常數：Tm=0.04sTL=0.028s電流反饋系數：=3.3I

8、nom=3.31.5=2.188轉速反饋系數：=2.51500=0.0017穩態指標：靜差率小于5，D>103.1 電流環的設計7.1.1 確定時間常數整流裝置滯后時間常數：三相橋式電路的平均失控時間Ts=0.0017s。電流濾波時間常數：    由于主回路的電流是脈動直流，為了能取得電流的平均值，可采用多次采樣取平均值等數字濾波方法，但考慮到系統的CPU時序安排緊張，決定采用加硬件濾波環節的辦法，但其時間常數應該取得小一些，取電流環小時間常數 按小時間常數近似處理，取7.1.2 選擇調節器結構電流環按I型系統設計，電流調節器選用PI調節器，其傳遞函數為：7

9、.1.3 計算各調節器參數： ACR超前時間常數： 。電流開環增益：按I5，應取，因此：則ACR的比例系數為：7.1.4 校驗近似條件 電流環截止頻率Wci=KI=178.57S晶閘管整流裝置傳遞函數近似條件Wci13Ts現在，滿足近似條件。忽略反電動勢對電流環影響的條件 現在，滿足近似條件。小時間常數近似處理條件： 現在， ，滿足近似條件。7.1.5 計算調節器電阻和電容模擬式電流調節器電路如右圖：圖中：電流給定電壓電流負反饋電壓電力電子變換器的控制電壓按所用運算放大器取，各電阻和電容值計算如下: 取40 取0.75 取0.2按照上述參數，電流環可以達到的動態指標為：，滿足設計要求。7.2

10、轉速環的設計 7.2.1 確定時間常數電流環等效時間常數為轉速濾波時間常數Ton外加轉速濾波環節，取轉速環小時間常數按小時間常數處理，?。?.2.2 選擇調節器結構按典型II型系統設計轉速環，ASR選用PI調節器，其傳遞函數為7.2.3 計算轉速調節器參數按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取=5，則ASR的超前時間常數為： 轉速環開環增益：于是，ASR的比例系數為：7.2.4 驗近似條件轉速環截止頻率為 電流環傳遞函數簡化條件：現在 滿足簡化條件。小時間常數近似處理條件：現在： ，滿足近似條件。5 計算調節器的電阻和電容模擬式轉速調節器電路如下圖； 圖中：為轉速給定電壓 為轉速負反饋電壓，調節器的

11、輸出是電流調節器的給定電壓取，則 取470 取0.2 取18. 采樣周期選擇及PI控制算法8.1 采樣周期選擇    根據采樣定理，必須使采樣頻率Ws2Wmax，以便采樣后的離散信號不會失真，ws=2(1Ts)，為采樣角頻率； wmax=2fma為信號最高角頻率。按采樣定理可以確定采樣周期的上限值：TsWmax；    實際應用中，常按一定的原則，結合使用經驗來選擇采樣周期Ts:TminTsTmax。    在一般情況下，可以令采樣周期， 或用采樣角頻率Ws(410)Wc，Wc為控制系統的截止頻率。由雙閉

12、環的設計參數知：8.2 PI控制算法當輸入誤差函數e (t)，輸出函數是u (t)時，PI調節器的傳函： ；則，u (t)和e (t)關系的時域表達式可寫成：其中，KP=KPI，為比例系數； 為積分系數。將上式離散化成差分方程，其第k拍輸出為：9. MATLAB仿真建模與波形分析     電流調節器和轉速調節器仿真模型分別采用I型和型系統，所用數據為按工程方法計算的參數，并根據經驗略作調整，MATLAB仿真波形如圖4所示。 從圖4中可以看出，由于負載增大，使電樞電流出現一個小的數值增大的波動后，達到新的負載電流狀態的穩定值，這個穩定值與負載增加前相比，數值變大。

13、    由圖5和圖6得：突然給定電壓U*n時，Un很小，所以Un很大，ASR很快飽和，輸出為最大值，電樞電流線形增加，當r>n*時，Un>U*n那么Un變極性，ASR退飽和，轉速負反饋投入運行，直到n=n*。綜上所述，起動電流根據電機起動波形，可以看到速度與電流之間的關系與理論情況基本相同。 10. 實驗波形及分析(1) 電機突加最大給定時，轉速波形如圖7。由于測速發電機性能的影響，使得超調現象不明顯。由圖7可知，轉速起動波形與SIMULINK仿真所得波形一致，達到了預期的效果。(2) 電樞電流波形     電樞電流波形在突加給定時，在雙閉環的作用下迅速上升，迫使電動機快速起動，然后迅速回落直到等于負載電流。    在圖8，因為測速發電機性能和晶閘管驅動環節死區電壓的影響，使得電樞電流沒有恒流階段。但波形與SIMULINK仿真所得波形趨勢一致，達到了預期的效果。11.結論本設計為“基于單片機的雙閉環直流調速系統”，由單