1、高速系統PCB互連設計及信號、電源完整性分析1 0.0 0.0 引子引子-Integrity-Integrity分析分析/Interconnect/Interconnect設計設計2 完整性(Integrity) (Integrity) ：信號波形、電源質量、數據時序、電磁場秩序的完好程度，統稱為廣義信號完整性。 互連(Interconnect)(Interconnect)：芯片內、外連接；PCB內、外連接；系統連接等。含信號線網、時鐘網絡與電源網絡。 高速時高速時不當互連設計將破壞這些完整性性能。無源無源互連元件正互連元件正取代有源器件成為高速系統設計的主角成為高速系統設計的主角！信號像“列

2、車列車”，互連像“鐵路鐵路”。信號不完整，全是互連惹的禍！是數字設計師數字設計師碰到的新新問題！SI在國內既生疏又熟悉。原先對付干擾、噪聲的“三大法寶”是：接地、濾波、屏蔽。顯得比較粗糙和感性，知識亟待更新深化。現在，國內對SI量化和細化的研究，呈現出濃厚的熱情和較好的普及。30.1 0.1 電氣性能的完整性電氣性能的完整性英文中人格完整性(personal integrity)，指完善、廉正。對于電氣性能，“完整”就是屬性的完美。除了狹義信號的完整性(SI)之外，還有數據完整性(DI) 、電源完整性(PI) 、電磁完整性(EMI) 、熱完整性(TI)等。信號(SI)和數據完整性(DI)，是指

3、信號電壓(電流)完美的波形形狀保真度。如果互連設計不當，信號中有嚴重干擾和噪聲；信號外觀失真和退化，即信號完整性被破壞。信號和數據完整性設計的追求是：電路正常工作；數據可靠傳輸。SI/DI是高速互連的核心問題。4廣義信號完整性(SI)泛指由各種信號、數據、電源互由各種信號、數據、電源互連引起的所有電壓、電流不正?，F象，包括：噪聲、干連引起的所有電壓、電流不正?，F象，包括：噪聲、干擾、時序抖動、數據傳輸等擾、時序抖動、數據傳輸等。狹義的信號/數據完整性，指信號電壓(電流)波形的質量,主要包括反射和串擾反射和串擾。物理互連使得信號的波形變退化；形成信號幅度上的噪聲(SI)和時序上的錯位/抖動(DI

4、)(其實，幅度噪聲也可以折算到時序抖動，見DSI一書2.65式)。分析信號(含數據)完整性，歸根結底落實到改進理互連設計，使高速信號仍能保持正常工作和傳輸。50.2 0.2 高速的含義高速的含義現代數字電子系統正在突破1GHz的壁壘，芯片/PCB/系統設計正遭遇日益突出的信號完整性問題。高于100MHz時鐘的高頻產品，被模糊地稱作高速數字芯片和系統。高頻不一定高速；低頻也不見得低速。準確講，當系統中數字信號的上升邊小于上升邊小于1 1納秒納秒(ns)(ns)時，稱之為高速運行才比較合適。此時互連互連不再“透明”，極有可能對電路和系統造成顛覆性后果。信號不完整不完整，是高速信號高速信號遭遇高密度

5、不當互連高密度不當互連時出現的直接結果。60.3 0.3 互連的范疇互連的范疇電子產品都可看作元器件元器件及其互連互連。從小到大都是不同層次互連互連“編織編織”而成。三個典型的高密度互連載體為：系統級芯片SOCSOC、系統級電路板SOBSOB、系統級封裝SOPSOP。物理互連分為四個層次：芯片內連線、芯片封裝、PCB及整機系統連接。它們決定高速信號、數據和電源質量。真實互連有：芯片內走線及過孔、壓焊點、封裝引線、引腳；PCB板線接頭、背板(backplane)、線條走線、過孔、連接件；各種連接電纜。還有無源元件：電阻器、電容器、電感器；以及介質、基板、屏蔽盒、機殼、機架等。有源器件則被看作驅動

6、器/接收器非線性宏模型。70.4 0.4 廣義信號完整性廣義信號完整性物理互連的電阻、電容、電感寄生參數形成的傳輸線效應影響了系統性能。有四類廣義SI問題：SISI電路噪聲之一電路噪聲之一單線網反射單線網反射(reflection)(reflection)，SISI電路噪聲之二電路噪聲之二多線網串擾多線網串擾(crosstalk)(crosstalk)；電源完整性電源完整性軌道塌陷軌道塌陷(rail collapse)(rail collapse)及及SSNSSN噪聲；噪聲；電磁完整性電磁完整性電磁干擾電磁干擾(EMI)(EMI)；數據完整性數據完整性數據傳輸中的抖動數據傳輸中的抖動8u 狹義

7、信號完整性(SI)之一反射(reflection)指傳輸線上存在回波(echo)。驅動器輸出信號(電壓/電流)的一部分經傳輸線到達負載端的接收器；由于不匹配一部分被反射回源端驅動器，在傳輸線上形成振鈴(ringing)駐波。過沖(overshoot)是指第一個峰值或谷值超過設定電壓；下沖(undershoot)是指緊鄰的下一個谷值或峰值超過設定電壓；振鈴(ringing)就是反復出現的過沖和下沖。9圖0-4 實際互連的阻抗不匹配示例，多分支更是如此10圖0-5 振鈴曲線，是由于阻抗不匹配造成的反射所致11u狹義信號完整性(SI)之二串擾(Crosstalk)指兩個不同互連網之間引起的干擾和噪聲

8、。發出串擾的一方稱為Aggressor(攻擊線網、攻擊線、動態線)；被干擾的線網稱為Victim(受害線網、受害線、靜態線)。通常，每一個線網既是Aggressor，又是Victim。反射和串擾合在一起，構成經典的狹義信號完整性問題。12圖0-7 互連上的遠端串擾(藍色)和近端串擾(紅色)13u軌道塌陷/電源噪聲及電源完整性(PI)地彈是返回路徑中兩點間的非正常瞬變壓降，通常由電流的突變引起。當流經返回路徑電感的電流突變時，在電感上產生的電壓降就是地彈。電源地網絡的阻抗突變也形成地彈(即IRdrop)！電源分布網路(PDN)中軌道塌陷，是指由于電源/地網絡中的路徑壓降過高，導致器件實際的凈電壓

9、不足(塌掉了)。目前，常規的PDN設計以目標阻抗為指標。但有些缺陷，在研究中我們提出了多輸入阻抗概念，詳見SIADSIAD信號完整性分析與設計信號完整性分析與設計一書第8章。14圖0-8 三種電源噪聲和地彈情況15u 電磁干擾(EMI)及電磁完整性(EM Integrity)微觀電路(含互連)級的電磁兼容(EMC)稱之為電磁完整性(EMIntegrity)，縮寫也是EMI。EMI牽涉三個環節：干擾源頭、敏感接收端、雙向傳播路徑(末端的天線效應不計入)。EMI重在源頭/收端及路徑分析。包括抑制反射、抑制串擾、抑制共模電流、改進互連設計。電纜、導線或封裝管腳都有不同程度的天線特性，PCB、IC的走

10、線和電纜都能發射。FCC給定某頻率最大發射(對應我國是對應我國是GB1726/GB4343/ GB1726/GB4343/ 9254; 9254; 國軍標國軍標GJB151/152A-97GJB151/152A-97電磁輻射和敏感度標準電磁輻射和敏感度標準) )。16u有損傳輸線以及數據完整性(DI)有損傳輸線引起數據上升邊退化，從而引起符號間干擾，即ISI，進而形成重要的抖動抖動問題，造成所謂的數據不完整，數據不能正確傳輸，加大誤碼率(BER)。當頻率1GHz時，介質損耗增長與頻率成正比，而導線損耗與頻率平方根成正比( (注意此處的自變量為頻率注意此處的自變量為頻率) )。這是廣義的色散效應

11、。FR4的損耗引起波形退化示例如圖0-10：當數據經36inch傳輸，上升邊增加到1ns。17圖0-10 由于有損線造成的上升邊退化(總時延純時延+純退化)180.5 SI0.5 SI的分析描述技術的分析描述技術分析和表征信號完整性，分為時域和頻域兩種途徑和手段。時域(time domain)是根本！用示波器觀察信號波形失真和眼圖。找出pin-to-pin的時延、錯位、抖動、噪聲、過沖/下沖及建立/保持時間等。選用的儀器有TDR。頻域(frequency domain)，用頻譜分析儀觀察分析信號波形，通常用于信號噪聲的帶寬分析、噪聲抑制度量及EMI量級分析。儀器有VNA和阻抗分析儀(IA)。1

12、9經驗法則經驗法則直觀快捷，如“單位長度自感1nH/mm”。解析近似解析近似：忽略次要因素實現簡捷有效的近似表征。數值仿真數值仿真：精準預測特性阻抗、串擾、任意截面傳輸線的差分/共模阻抗等；準確仿真任意端接對SI的影響。側重點是提高直覺和創新能力，倡導基于數值仿真工基于數值仿真工具具/測量的測量的SI設計與研究設計與研究。仿真質量取決于元件模型、器件模型(IBIS)、互連模型的質量。要熟悉互連的集總參數及分布傳輸線模型。IBIS驅IBIS收20 SI的四種分析描述表征手段和途徑加上測量技術，共計四種分析及描述表征手段：加上測量技術，共計四種分析及描述表征手段：經驗法則；經驗法則；解析近似；解析

13、近似；數值仿真數值仿真 ( (有場和路兩種途徑有場和路兩種途徑) )；實際測量。實際測量。 21 SI/PI仿真用軟件SPICE(SPICE(側重側重ICIC的仿真程序的仿真程序) )MentorMentor：HyperlynxHyperlynxCandenceCandence：SigXP(SigXplorer )SigXP(SigXplorer )AnsoftAnsoft：HFSS(HFSS(高頻結構仿真高頻結構仿真) ) 、SiwaveSiwave、Q3DQ3D、SI2DSI2DAgilentAgilent：ADSADSSigritySigrity：Speed2000Speed2000CS

14、T(3DCST(3D電磁仿真電磁仿真) ) Empire(3DEmpire(3D電磁仿真電磁仿真) )220.6 0.6 信號完整性測量信號完整性測量( (描述表征描述表征) )技術技術 測量高速互連的三種主要儀器時域反射儀時域反射儀(TDR)(TDR)；阻抗分析儀阻抗分析儀(IA)(IA)；矢量網絡分析儀矢量網絡分析儀(VNA)(VNA)。23時域反射儀(TDR)在時域工作。發射快速上升的階躍信號，上升邊為35ps到150ps，然后測量反射的瞬變幅度。阻抗分析儀(IA)測量電壓/電流比=阻抗。頻率從100Hz到40MHz。有四個接頭，一對接頭產生流過被測器件(DUT)的正弦波電流，第二對接頭

15、測量被測器件(DUT)的正弦電壓。矢量網絡分析儀(VNA)在頻域工作。每個接頭或端口發出一個正弦電壓，頻率范圍從幾KHz到50GHz，在每個頻率點測入射電壓幅度與相位以及反射的幅度和相位。24將三種測量儀器作一歸納如下： 1. 時域反射儀(TDR)：時域, 信號源示波器(間接測);2. 阻抗分析儀(IA)：頻域, 正弦電流源+電壓表(直接測)；3. 矢量網絡分析儀(VNA)：頻域, 電壓源電壓表(間接測)。 實際上，時域測量唯一最重要的儀器還是示波器，它可以觀察任意波形；還可以分析眼圖；也可測抖動。250.7 0.7 八個基本原則八個基本原則研究信號完整性，有八個基本原則為參考：(1). 從概

16、念上，電容電容無處不在地影響SI。電容上電壓變化時必然形成電流。(2). 從概念上，電感電感無處不在地影響SI。只要電流或者磁力線匝數發生改變，在導線的兩端就會產生電壓。它是產生開關噪聲、地彈、軌道塌陷、EMI的內在機理。26(3). 用傳輸線傳輸線的觀點設計一段互連，要有信號及返回路徑問題。(4). PI及SI中的“接地接地”，接地不當造成的問題比用接地解決的問題多。尋找/處理“返回路徑”, 而不是“地”。地平面/電源平面三功能：器件供電；數字信號基準電壓；降低噪聲、抑制干擾。要在其他功能不破壞的前提下，最大限度降噪。不然，三種功能走向反面：基準失效、供電塌陷、噪聲干擾的垃圾通道。要極力避免

17、并消除。電源/地異常重要。27(5). 高頻損耗高頻損耗造成信號信號上升邊退化，不再是寬帶信號不再是寬帶信號。其中：導線趨膚損耗隨頻率平方根平方根 增加；介質損耗隨頻率f線性線性增加。互連帶寬不再是無限，而是有一本征帶寬本征帶寬。(6). 設計時的分析包括時域和頻域時域和頻域兩途徑。在頻域，實用中不能讓實際信號帶寬實際信號帶寬超過互連模型帶寬。f28(7). 分析SI問題的三個層次：經驗法則、解析近似、經驗法則、解析近似、數值仿真數值仿真技術。(8). SI的測量不可或缺。用以驗證設計/制造過程、降低風險、提高仿真的可信度。SI的測量儀器有三種：時域反射儀時域反射儀(TDR)(TDR)；阻抗分

18、析儀；阻抗分析儀(IA)(IA)；矢量網絡分析儀；矢量網絡分析儀(VNA)(VNA)。測量儀器都有一定的帶寬一定的帶寬而影響所測波形形狀的可信度。290.9 0.9 高速互連設計初步高速互連設計初步高速互連是信號不完整的直接根源。為此，重點是設計互連的結構與參數；盡可能先全面系統級仿真，然后再去投片、制板進行系統硬件實現。解決信號完整性問題，要用新的設計方法學、新的設計策略。其技術內涵是：采用分析工具與技術、進行建模仿真；對芯片和系統按規則設計；制造后的測試驗證。302.1 2.1 時域時域時域是真實世界，最好能在時域進行分析和討論信號波形的幅度和時序，例如：最重要的上升邊退化！所有時序波形的

19、優劣對比都是在時域中觀察和驗證的。人們習慣于在時域按時間的先后順序觀察時序波形。但是，電子工程師常常交替地使用時域與頻域的概念！312.2 2.2 頻域及正弦波頻域及正弦波時域是惟一客觀存在的域，頻域一般不對應真實的物理對象，它只是一種虛構的數學變換形式。而正弦波卻是頻域中惟一真實存在的波形。這是傅里葉頻域最重要的優秀特征。這樣，人們可以用熟悉的正弦波在傅里葉頻域完成對電壓電流波形的方便又等價的描述。32332.3 2.3 頻域頻域正弦波級數合成時域信號波形正弦波級數合成時域信號波形頻譜表示的是時域波形包含的所有正弦波頻率的幅度。如果先知道頻譜，要想觀察它的時域波形，只需將每個頻率分量變換成它

20、的時域正弦波，再將其全部線性疊加即可。這就是傅里葉級數合成的逆變換，如圖2.7所示。圖2.7 把每個正弦分量加以疊加，即可將頻譜轉化為時域波形頻域中的每個分量都是定義在時域中t=到+上的正弦波(大波大波)。為了重新生成時域波形，可以將頻譜中所有正弦波在時域中的每個時間點上疊加，得到時域合成波形。對于1GHz理想方波理想方波的頻譜，第一項是零次諧波，其幅度為0.5v。這個分量描述了時域中的直流常量。第二個分量是一次諧波，這在時域中是頻率為GHz、幅度為0.63v的正弦波。它與前一項疊加，在時域中得到均值為0.5v的正弦波(藍色藍色)。顯然，這與理想方波有較大差距，如圖2.8所示。3435圖2.8

21、 對于1GHz理想方波，疊加0次諧波+1次諧波， 0次諧波+1次諧波+3次諧波時形成的時域波形從加入3次諧波開始，時域波形的上升邊逐漸變陡。加上第7次諧波，再加上第19次諧波，最終一直加到第31次諧波，會發現上升邊不斷縮短，如圖2.9所示。將所有相繼的高次諧波不斷與已有波形相疊加，得出的結果會越來越像理想方波。盡管高頻分量的幅度已經很低,但是又不容忽視!因此，通常認為信號完整性研究的是寬帶寬帶信號。3637圖2.9 將圖2,8放大。 對于1GHz理想方波，依次疊加各次諧波生成的時域波形：首先是0次諧波和1次諧波，再加上3次諧波，7次諧波，第19次諧波，最后一直加到第31次諧波2.4 2.4 有

22、損傳輸線使上升邊退化有損傳輸線使上升邊退化 再看互連對信號的影響。一個理想無損傳輸線的帶寬是無窮大。用互連對信號高頻分量的衰減程度表征互連的帶寬。帶寬指出信號頻譜中最高的有效正弦波頻率分量。如前面的2.8圖所示，如果只用零次、一次和三次諧波合成時域波形，那么所得信號波形的帶寬只達到三次諧波的值，即GHz。這時，這個波形的最高正弦波頻率分量是GHz，更高正弦波頻率分量的幅度為零。38如果像圖2.9那樣增加更高次諧波來生成波形，那么設計的信號帶寬為GHz、19 GHz和31 GHz。以理想方波的頻譜為基準，每種情況下生成的波形的帶寬越來越寬。信號波形的帶寬值越寬，對應時域中10-90上升邊就越短(

23、表明高頻分量很豐富)，與理想方波的波形就越接近。同理，若信號的帶寬越窄(等于去除高頻分量)，則其上升邊就越長。3940信號沿FR4傳播，兩種有功損耗：導體損耗和介質損耗。兩種損耗的高頻衰減大于低頻衰減，而對低頻分量的影響卻小得多( (越是頻率高，吃的越厲害。專門吃高頻越是頻率高，吃的越厲害。專門吃高頻！) )。超過1GHz的高速鏈路中不用不用FR4的主要原因就是為了防止上升邊退化。2.5 2.5 信號帶寬與上升邊信號帶寬與上升邊的簡單關系的簡單關系 輸入信號經過傳輸線變成輸出信號，可用時域上升邊描述，也可用頻域帶寬描述，二者是等價的。給出頻譜帶寬帶寬(最高有效正弦波分量)時域上升邊上升邊之間的

24、對應關系式非常有用！每個波形測量得到的10-90上升邊(時間)和帶寬，憑經驗可以畫出一個簡單的關系式。如下面的圖2.11所示，這是個基本關系式，對所有信號均適用。41圖2.11 信號帶寬與10-90上升邊之間的經驗關系式。擬合出的直線表示其關系近似為：BW=0.35/(BW=0.35/(上升邊上升邊RT)RT)(RC(RC濾波輸出信號帶寬與上升邊的推導詳見濾波輸出信號帶寬與上升邊的推導詳見DSIDSI一書一書1.4.21.4.2一節一節) )42信號帶寬與上升邊呈倒數關系。擬合的結果顯示，帶寬與上升邊的關系為：0.35BWRT (2.4)上式推導見DSI書1.4.2，可理解為：BW=1/(3R

25、T)BW=1/(3RT)。即： 信號上升邊 帶寬0.35。若信號上升邊ns，帶寬則約為0.35 GHz。若帶寬為GHz，則上升邊為0.1ns。4300ACh3 3.1 .1 電容、介電常數及去耦效力電容、介電常數及去耦效力電容的靜態靜態定義為：二平行板間距為h，面積為A，電容量C0為下式(很好理解)：其中：C0 單位pF； 0 自由空間介電常數，0.089pF/cm或0.225pF/inQCV(5.5a) (5.5) 如果介質不是空氣，則在0前再乘以下表的r。4445材料材料( (相對相對) )介電常數介電常數 ( ( r r) )空氣1特氟綸2.1聚乙烯2.3BCB材料2.6聚四氟乙烯2.8

26、聚酰亞胺3.4GETEK材料3.64.2雙馬來酰亞胺三嗪玻璃3.73.9石英3.8杜邦卡普頓4FR4FR4玻璃纖維板玻璃纖維板4 44.54.5玻璃陶瓷5鉆石5.7氧化鋁910鈦酸鋇5000水水8080圖5.3 互連中常用的絕緣材料的介電常數46u 電容去耦能力電容去耦能力( (時間時間) )評估評估穩壓系統中除了穩壓器穩壓器之外，常用三種去耦濾波電容器: 體電容器、體電容器、SMTSMT電容器、平面電容電容器、平面電容(電容量很小)。流經電容器的動態動態電流I與其上動態動態電壓V的關系為：(5.2)電容器能量CV2/2不能突變，造就了電壓電壓不突變的去耦效果。QdVICtdt47為了芯片的穩

27、壓，常在負載在負載芯片芯片附近附近加去耦電容器C。在時間t內，電容器C阻止電壓V下降(實質是電容向芯片供實質是電容向芯片供電電)。記芯片功耗P，電壓下降為供電電壓5的去耦時間t近似為：(5.7)式中V2/P=V/I=R(負載阻抗)，式(5.7)就是：t=0.05RC。可知，電容器放電持續到時常數=RC的5時，電壓將下降到原值的95。上面(5.7)式，指出了增大去耦時間增大去耦時間 t 的可能途徑!20.05VPtC3.2 3.2 電感在電感在SISI中的地位中的地位電感降壓/電容穩壓，電容/電感間是你死我活的斗爭。電感是最頭痛最頭痛的無源參數，它對信號完整性四類問題都有最嚴重的影響: 電感性突

28、變引起反射反射，線間感性耦合引起串擾串擾、PDN中的電感引起軌道塌陷軌道塌陷及EMI。通常都要設法減小電感。例如：減小信號線間的互感以減小串擾；減小電源分配網絡的回路電感以減小SSN(同步開關噪聲Simultaneous Switching Noise )、地彈和EMI。對電感要進行優化設計，以便得到良好的信號完整性和電源完整性。483.3 3.3 對電感的定性認識對電感的定性認識 電流I周圍形成閉合磁力線圈(匝)N。一段直導線，如圖6.1所示，若有1安培電流從中流過，在導線周圍將產生同心環形磁力線圈。距離電流越遠，磁力線圈數就越少。如果距離電流足夠遠，則磁力線圈數將接近為零。4950圖6.1

29、 電流周圍的環形磁力線圈。從上到下，導線周圍都存在磁力線圈可以用熟悉的右手法則，判定確定磁力線的方向，如圖6.2所示。51圖6.2 電流周圍的磁力線圈方向遵循右手法則523.4 3.4 自感自感和互感和互感如圖6.3所示，兩條鄰近的導線a和b，如果只有第一條導線a中有電流，在a的周圍就會出現自磁力線圈，而其中的一部分也環繞了b。圖6.3 導體周圍的磁力線圈源自自身電流之外，還源自其它電流一條導線自身電流產生的磁力線稱為自磁力線圈自磁力線圈；由鄰近電流產生的磁力線稱為互磁力線圈互磁力線圈。如果兩條導線中的電流方向相同，磁力線方向也就相同。第一條導線a周圍的磁力線圈凈匝數凈匝數等于自自磁力線匝數加

30、上加上互互磁力線匝數。如果電流方向相反，磁力線方向也就相反。第一條導線a周圍的磁力線凈匝數凈匝數應是自自磁力線圈中減去減去互互磁力線圈，因此匝數值是減少了。這兩種情況下的互感互感并沒有發生變化，只是自感/互感所形成的磁力線方向相同還是不同而已。53互感是一條導線中流過單位安培電流時，所產生環繞在另一條導線周圍的磁力線匝數。兩條導線拉近時互感增大拉近時互感增大；反之則會減小反之則會減小?；ジ幸彩谴帕€圈匝數與電流的比率，同樣用nH度量。互感有兩個不同尋常和微妙的特性一. 對稱性對稱性：a對b的互感 = = b對a的互感。這一特性是兩導線同等共有的，所以有時把互感稱為“兩導線間的互感”。54兩條導

31、線的幾何形狀可能不同，如一條可以是窄條線，另一條也可以是寬平面。不管每條導線的形狀和大小如何不同，上述結論總是正確的。二. 互感互感 兩個導體中任意一個的自感自感。畢竟，互磁力線圈源自某一導線并且一定也是某一導線自磁力線圈的一部分；所以，互感一定小于兩導互感一定小于兩導線自感的最小值線自感的最小值。55563.5 3.5 電感的動態定義電感的動態定義 V=LV=L I/I/ t t只要一段導線周圍的磁力線凈匝數發生變化，導線兩端就會產生一個感應電壓( (本質上還是磁場能量本質上還是磁場能量LILI2 2/2/2不能突變演繹成電流不能突變) )。如圖6.4所示，該電壓V與磁力線凈匝數變化的快慢N

32、/N/t t有關：圖6.4 導線周圍磁力線匝數變化，導線兩端將產生感應電壓上述關系式可以看作是電感的動態定義。判斷電感兩端產生電壓極性的準則是：它將產生感應電流，該電流將力圖阻礙原電流的變化。形成感應電壓，是電感在信號完整性中地位重大的原因。正是這個感應電壓將引起反射、串擾串擾、SSN噪聲、軌道塌陷、地彈和大多數電磁干擾源(EMI)。下面先討論互感及其感性串擾。5758圖6.5 導線b b中電流的變化使得導線a a上產生感應電壓。這個現象就是串擾的一種u 感性串擾感性串擾如圖6.5所示。由于互感，b中的電流變化，在第一條導線a的兩端產生了感應電壓。人們用串擾串擾去描述：在導線a上產生的感應電壓

33、噪聲，其值為：5960 (6.5)其中：V1noise 第一條導線a中的感應電壓噪聲 M 兩條導線之間的互感 I2 第二條導線b中的電流如果存在多條導線2n，其余各導線上的電流都會在某導線1周圍產生互磁力線圈。21noisedIVMdt613.6 3.6 支支路凈電感及地彈路凈電感及地彈如圖6.9所示，兩段導線組成一個完整的回路，例如封裝中相鄰的電源和地返回鍵合線。在IC封裝中也可能是相鄰信號引腳和返回引腳；在電路板上也可能是相鄰信號平面和返回平面等。圖6.9 有兩個支路(Legs)的電流回路：初始電流和返回電流62u 地彈地彈( (相鄰電流反向的情況相鄰電流反向的情況) )回路的兩個支路a、

34、b都有其相應的局部自感，分別記為La、Lb；這兩條支路間互感為Lab；回路中同一個電流記為I，它在支路a、b中的大小相等，但流向相反?？疾熘穊的周圍，其自身電流的磁力線匝數為Nb= ILb。同時，在支路b周圍還有一些磁力線圈是源自于支路a電流的，其匝數為Nab=ILab。63由于a、b中電流方向相反，于是支路b周圍的磁力線凈匝數為： (6.10)其中，Lb Lab稱為支路b的凈電感凈電感。當相鄰電流的方向相反時，正是凈電感才決定著當回路電流變化時支路a、b兩端感應電壓的大小。如果支路b是返回路徑，則稱在路徑b上產生的電壓為地彈地彈。()netbabbabNNNLLI64返回路徑上的地彈電壓降

35、為：(6.11)其中：Vgb 地彈電壓 L net 返回路徑的凈電感 Lb 返回路徑支路的局部自感 Lab 返回路徑和初始路徑之間的局部互感()gbnetbabdIdIVLLLdtdt從上式可知，為了減小地彈，有兩條途徑： 第一，盡可能減小回路電流的變化率(減緩上升邊)； 第二，盡可能減小減小Lnet，即減小自身的局部自感；同時盡量增大增大兩支路間局部互感。減小返回支路的局部自感，需要令返回路徑盡可能短而寬(這就是為什么使用平面使用平面？)；增大返回路徑和初始路徑間互感，二者需要盡量靠近靠近。設計規則：盡可能讓返回電流靠近初始電流，這樣可以減小線的凈電感。65u 相鄰電流同向情況舉例相鄰電流同

36、向情況舉例：電流方向相同，互磁力線和自磁力線圈方向相同，二者疊加，其中一條電源導線的凈電感為L net= La + Lab這時，為了減小電源引線的凈電感，就不僅要盡量地減小引線的局部自感；還必須盡可能地減小引線之間的局部互感。這就是為什么多條電源線要遠離，也是為了分流SSI。66設計電源分配網絡時，減小支路凈電感的設計規則是：盡可能讓同向平行電流之間的中心間距大于它們的長度讓同向平行電流之間的中心間距大于它們的長度。例如，兩條長度均為100mil的相鄰走線，如果它們都是電源線，那么它們的中心距至少應為100mil。相互靠近使得每個支路的凈電感增大，導致導線開關噪聲增大。芯片各個電源引線相互間一

37、定要遠離芯片各個電源引線相互間一定要遠離! !67683.7 3.7 回路總回路總電感電感實際上，電流總在完整的回路中流動，該完整電流回路的總電感稱為回路電感回路電感。電流回路的回路自感就是當回路中流過單位安培電流時，環繞在整個回路周圍總的磁力線匝數。上述例子中有兩條直線段支路的回路自感，其中支路a可對應信號路徑，支路b就對應返回路徑。69整個回路的自感為：(6.12)其中：L loop 回路自感 L a 支路a的局部自感 L b 支路b的局部自感 L ab 支路a、b的局部互感兩支路靠得越近，各支路局部自感保持不變，而互感增大。此時，回路的總電感就越小。2loopaabbabababLLLL

38、LLLL一般而言，一個回路中兩個支路的電流方向總是相反相反。兩條支路靠得越近，局部互感越大，回路的總電感就越小。因此，減小回路電感（實際上是總自感）的出發點是：使返回路徑靠近靠近信號路徑，以增大兩路徑間的局部互感。70對于一個完整的回路而言，在信號路徑和返回路徑橫截面均勻的特殊情況下，回路電感與長度成比例，從而可以定義互連的單位長度回路電單位長度回路電感感。例如，常用的扁平電纜導線,單位長度回路電感約為16 nH/in。71若同一回路相鄰平面間距加大(電介質變厚)，局部互感將減小，回路電感將變大，電源噪聲將變大。注意，PDN中地彈噪聲因為回路電感加大而變得比較嚴重。它將在外部電纜中激勵出共模電

39、流，從而引起EMI問題。 電源與地平面要盡量靠近，以減小平面的回路電感，進而減小軌道塌陷和EMI。72733.83.8 回回路間的互感路間的互感兩個相互獨立的電流回路，它們之間就產生互感?；芈坊ジ惺堑?條回路回路中有1安培電流流過時，所產生環繞在第2條回路回路周圍的磁力線匝數。如果磁力線匝數改變，還會產生噪聲電壓。噪聲值為： (6.24)其中：Vnoise 在第第2 2條條回路中產生的電壓噪聲 L Lm m 兩回路之間的回路互感 dI1/dt 第第1 1條條回路電流變化率1noisemdIVLdt74該類噪聲經常稱為串擾開關噪聲、串擾同時開關噪聲(SSN)或串擾I噪聲。減小串擾開關噪聲的方法是

40、減小兩個信號路徑返回路徑回路間的互感：1. 可通過拉大兩回路間距實現。2. 由于互感小于兩回路自感的最小值，所以減小兩回路的自感也可以減小回路間的互感。753.9 3.9 電感分類電感分類電感的各種分類如下：1. 電感電感：流過單位安培電流，導體周圍的磁力線匝數。2. 自感自感：獨自有單位安培電流，導體周圍磁力線匝數。3. 互感互感：某一導體流過單位安培電流時，環繞在另一導體周圍的磁力線匝數。4. 回路電感回路電感：獨自流過單位安培電流時，環繞在整個電流回路周圍的磁力線總匝數。此處的回路電感實質上是回路自感。766. 回路互感回路互感：一回路電流在另一回路周圍磁力線匝數。7. 局部自感局部自感

41、：其他地方沒電流，該導線段電流周圍磁力線匝數。9. 局部互感局部互感：其他處無電流，只有某段b上有1安培電流時，在另一段導線a周圍磁力線匝數。10. 支路凈電感支路凈電感：當回路流過1安培電流時，一段導線周圍磁力線匝數為該段支路凈電感。11. 并串聯的等效局部自感并串聯的等效局部自感：多段電感串聯或并聯后的新局部自自感值。4.1 4.1 單一線網的阻抗匹配問題單一線網的阻抗匹配問題單一線網單一線網的問題涵蓋了反射振鈴、退化失真及時序錯位。形成反射和退化的實質是阻抗不匹配。單線網的特性阻抗取決于物理幾何結構(橫截面)和材料介電常數。阻抗突變的拓撲結構分為串聯、并聯兩種。需要對各種情況建模再進行仿

42、真。多次反射形成振鈴。如果信號上沖會造成工作不穩定；下沖下沖則會超過噪聲容限噪聲容限，造成誤觸發。圖8.1示例單一線網末端不匹配形成的反射噪聲。77圖8.1 1in長互連的接收端波形，由于末端阻抗不匹配和多次反射而產生的“振鈴”噪聲只要信號遇到瞬時阻抗突變，反射就會發生。這可能發生在線末端，或者是互連拓撲結構改變的地方，如拐角、過孔、T型結構、連接件和封裝處。78為了獲得完整的信號，互連設計時要盡可能保持互連阻抗的阻抗的恒定恒定。1. 首先，保持互連有一個不變的特性阻抗。使用真正的點對點均勻傳輸線并減小減小分支線長度，就能保持瞬時阻抗的恒定。2. 其次，改善拓撲和物理結構設計，用菊花鏈菊花鏈、

43、星星簇簇或周期性加載周期性加載等分支結構(此處實際問題最復雜！)。3. 再者，增加分立阻容元件實現匹配；用補償網絡維持阻抗的恒定。79反射系數為(8.1)圖8.2 只要信號受到的瞬時阻抗發生改變，就會有一些反射信號，同時繼續傳輸的信號也有一定的失真2121reflectedincidentVZZVZZ80本講要點本講要點單一線網對應于實際的封裝鍵合及引腳線、焊盤及過孔、接插連接件、線條寬窄介質變化及拐彎、返回平面間隙、容性負載、Y型分支線及樁線等。阻抗不匹配引起反射振鈴。從單線網模型著手研究，找出設計對策：1. 1. 模型模型 (1) 串接阻抗突變；串聯電感突變。 (2) 并聯分支及樁線；并聯

44、容性(終端、中途)。812. 2. 對策對策 (1) 點點(徹底的阻抗受控，含差分對)。 (2) 極力做到阻抗變化小于10，或者是短突變。 (3) 菊花鏈、遠端簇、周期性加載。 (4) 源端、終端匹配。 (5) 對感性突變的容性補償。824.2 4.2 傳輸線中的損耗傳輸線中的損耗傳輸線的一階n節LC模型，稱作理想的無損耗模型。當信號沿線傳播時，接收端感受到五種方式的損耗(退化基本上都歸為高頻損耗。下述前三種也都與頻率有關也都與頻率有關，只不過后兩種是重點)：輻射損耗(EMI)；串擾損耗(Crosstalk)；反射損耗(Ringing)； 導線損耗；導線損耗； 介質損耗。介質損耗。83 EMI

45、: 輻射損耗一般較小。但是，它在電磁干擾(EMI)中則很重要(輻射強度與頻率有關，后詳)。 串擾：部分動態線信號能量耦合到鄰近靜態線上將引起動態線原本信號上升邊退化(互容、互感引起的傳導串擾，后詳)。 反射：并聯容性/分支和串聯感性/突變引起的高頻分量反射回到源端，最終由匹配電阻器或源驅動器阻抗消耗。84、有損線：導線損耗導線損耗是由導線電阻引起的串聯損耗；介質損耗介質損耗是由介質材料耗散因子引起的并聯損耗。FR4上線寬8mil(密耳)、特性阻抗50，頻率高于1GHz時，介質損耗比導線損耗要大得多。在頻率2.5GHz或更高速的鏈路中，介質損耗占主導地位。854.34.3 串擾是什么串擾是什么串

46、擾是發生在兩個線網之間的一種耦合效應。任何兩條線網之間都存在串擾。串擾與線網整個的信號返回路徑回路都密切相關。此處只講傳導串擾，不涉及輻射串擾。圖10.1給出一條3.3V信號的攻擊線和旁邊的受害線，圖中是攻擊線/受害線的接收器波形和噪聲情況(顯然，此例中攻擊、受害線均只用源端匹配)。受害接收器的噪聲大于300mV。86圖10.1 一條動態線動態線在靜態線靜態線上串擾大于大于1010。線條為FR4具有源端串聯50匹配的微帶線，線寬和線間隔都是10 mil(學完圖10.37即可理解此圖，這是源端匹配后真實的動態線/靜態線遠端接受波形)874.4 4.4 互連近端互連近端/ /遠端串擾遠端串擾信號從

47、動態線一端輸入。兩條線的近端、遠端都加以匹配就消除了反射，可認為此處只有串擾。圖10.3是測量串擾的結構。靜態線兩端接到高速示波器的輸入端，同時測量近、遠兩端的噪聲電壓。近端串擾遠端串擾遠端串擾圖10.3 測量動態線網和靜態線網之間串擾的結構，在靜態線的遠端和近端觀察串擾88圖10.4給出相鄰靜態線近、遠兩端的噪聲電壓。此例中，兩條50微帶傳輸線大約4in長，線間距=線寬。每條線兩端都有50匹配電阻器，反射可忽略不計。圖10.4 動態線由200mV、上升邊為50ps的信號驅動時，在靜態線上測得的噪聲(紅色：近端近端；藍色：遠端遠端)894.5 4.5 本講要點本講要點1. 串擾分近端串擾和遠端

48、串擾。2. 串擾考慮容性耦合和感性耦合；在近端二者疊加，在遠端則相減。3. 減小串擾的重要方法是增大信號路徑的間距。4. 帶狀線沒有遠端串擾，只有近端串擾。5. 抑制反射的源端匹配策略，可能會在遠端形成經典意義的近端串擾。906. 飽合長度等于上升邊空間延伸的1/2，此時近端噪聲幅度達到飽和值。因此互連要盡量短點！7. 微帶線遠端噪聲與耦合長度時延/上升邊的比值Len/(RT*v)成正比。不要和“陌生人”一起走長路！8. 防護布線要加上短路過孔，否則“畫蛇添足”。9. 緊鄰線信號的開關方向還會影響受害線信號時序。10. 要特別小心互感。由于電源分配網絡返回路徑造成的電感回路可能很大很遠，不像互

49、容因遠離而減小。915.15.1 電源分配網絡電源分配網絡(PDN)(PDN)的范疇的范疇電源分配網絡電源分配網絡(PDN)(PDN)，包含從穩壓模塊(VRM)到電路板、封裝，再到芯片內所有的互連?？煞譃槲鍌€區段 VRMVRM； 體去耦電容器體去耦電容器(也可以與VRM合并為一個層次)； PCBPCB板板上的SMT電容器、互連、電源/地平面； 封裝封裝引腳、鍵合線、互連及嵌入電容器； 芯片芯片內互連及電容等。PDN的每個電壓軌道都有一個網絡?？梢允歉采w整個電路板的很大網絡，在該網絡上還掛接有很多個元器件。92電源分配網絡及電容器選擇電源分配網絡及電容器選擇電源分配網絡(PDN)也可以劃分為四個

50、層次：VRMVRM及體及體電容器電容器；PCBPCB電源分配網絡；封裝封裝電源分配網絡；芯片芯片內電源分配網絡，如圖13A.1所示。圖13A.1 PDN的典型組成935.2 PDN5.2 PDN的電源完整性的電源完整性(PI)(PI)問題問題對PDN首要和基本的要求是電源完整電源完整(PI)(PI)： 裸芯片焊盤處裸芯片焊盤處有恒定的電壓供給(低頻低頻軌道不塌陷)； 此處的此處的高頻高頻電源紋波噪聲能夠維持在一個很小的容差范圍內，通常在5以內； 保持電磁完整性(EMI)：抑制電磁輻射(EMI)，也抑制被外界干擾。PDN的作用有三個：保持裸芯片焊盤前后電壓恒定；使地彈噪聲最小化；使EMI最優化。9495PDN工程化建模工程化建