1、基于OFDM技術的短波通信電臺研制摘要：本文研究了OFDM調制技術在短波通信中的應用，提出了一個基于OFDM調制的短波通信電臺的設計方案并完成了軟硬件系統設計。對實驗樣機的測試結果表明，本系統性能指標能夠滿足實際要求。關鍵詞：短波通信;軟件無線電；正交頻分復用技術一、引言 短波通信由于具備通信距離遠、架設簡單和移動方便等優點被廣泛用于無線通信領域。正交頻分復用（OFDM）調制方式以其傳輸速率快、頻帶利用率高和抗多徑能力強等優點越來越受到人們的重視，也開始逐步被應用于短波通信領域，取代原來的單載波調制和非正交多載波調制技術1。本文介紹的基于OFDM調制技術的短波通信電臺采用了軟件無線電的思想，以

2、DSP為控制和運算核心完成對數字信號的OFDM調制和解調。二、短波通信電臺的系統模型與性能參數1.基本系統模型短波通信電臺的實驗樣機框圖如圖1所示，發送端首先通過PC機錄入人的語音數據進行語音編碼和壓縮，然后通過RS-232接口將壓縮后的比特數據流傳送至數字發射機進行OFDM調制，最后由射頻模塊將OFDM信號變頻到射頻頻段后發送至無線信道；接收端首先由射頻模塊接收通過無線信道傳來的模擬信號，然后在數字接收機內部將信號恢復成基帶信號后進行同步和OFDM解調，最后通過RS-232接口將解調后的比特數據上傳到PC機，由其進行解壓縮和語音解碼將數據恢復成語音數據。短波電臺的系統參數如表1所示，主要性能

3、指標為：4QAM調制時，在10 kHz的信號帶寬上數據速率達到11.25kbps;16QAM時，則能達到22.5 kbps；4QAM調制時采用編碼后在信噪比為10 dB的AWGN信道中的比特誤碼率能達到105；4QAM調制時采用編碼后在信噪比為20 dB的短波信道（多徑信道最大延遲4 ms）中的比特誤碼率能達到104。限于篇幅，下文主要介紹數字發射機和接收機兩個中頻處理模塊的軟硬件方案設計，而對射頻模塊和語音編解碼模塊不做介紹。三、數字發射機軟、硬件結構數字發射機的結構框圖如圖2所示，壓縮后的語音數據通過RS-232接口傳到發射機，先進行緩沖后送入DSP進行OFDM調制，最后將已調信號上變頻到

4、中頻后采樣。圖2數字發射機的結構框圖在數字發射機中我們采用了TI公司的TMSVC5410芯片來完成信號的OFDM調制，該芯片是一款16位定點DSP，片內有64K的16位字節RAM，最高工作時鐘可達100 MHz。DSP內部信號處理流程如圖3所示，數據進行星座映射（4QAM/16QAM）后插入導頻，由于在我們的方案中數據傳輸采用了幀結構每20個符號為一幀，因此在每幀的第一個符號內需插入時間導頻用于接收端的幀同步，同時在所有符號中插入增益導頻用于接收端的信號同步和信道估計，時間導頻和增益導頻的幅度是信號幅度的倍而相位為隨機分布。由于OFDM調制可以等效成一次IDFT，所以已調信號可以表示為：為了消

5、除多徑引起的符號間干擾還需加入循環前綴（CP），實際中循環前綴的長度一般要大于信道的最長延遲時間,最后的輸出信號為為了產生帶寬為10 kHz、中心頻率為512kHz的OFDM信號，有2種方案可供選擇：在DSP中進行OFDM調制時直接產生，根據奈奎斯特采樣定理此時的離散采樣速率至少為1.024MHz,這就意味著OFDM調制時IFFT的點數為16384點，雖然采用這種方法硬件結構比較簡單，但對DSP運算速度要求很高TMSVC5410無法勝任；在DSP中產生離散采樣率為32KHz的OFDM信號（IFFT的點數為512點），然后對其內插和濾波，為了獲得1.024 MHz的離散采樣率至少對原來信號進行3

6、2倍插值，最后將其混頻到512KHz，實際中為了降低數模轉換后的模擬濾波器的設計要求我們采用了256倍的插值，雖然采用這種方案運算量也很大，但是可以采用專用的上變頻（DUC）芯片來完成。Harris公司生產的HSP50215是一款單路調制的上變頻器件，最大輸入數據流為3MHz，輸出數據流為52MHz，內部包括32位的可編程載波數字振蕩器（NCO）、30位可編程符號定時NCO、256階可編程整形FIR濾波器，最大內插因子為256完全可以滿足我們的設計需要。四、數字接收機軟、硬件結構數字接收機的設計采用了中頻帶通采樣的軟件無線電模型其結構框圖如圖4，先對輸入的中頻信號進行帶通采樣，然后進行混頻、低

7、通濾波和下變頻等處理恢復出基帶信號，最后進行OFDM信號同步、信道估計和解調。1.帶通采樣輸入信號為中心頻率為512 kHz、帶寬10kHz的窄帶信號，為了使得恢復出的OFDM信號與發送信號采樣率一致以保證每個子載波對應的實際頻率值一致，首先需要獲得采樣率為32kHz的離散基帶信號。有2種方案可供選擇：直接采樣，根據采樣定理采樣速率至少為1.024MHz，為了得到所需的基帶信號還要進行32倍的抽取，最后再用低通濾波器濾出所需信號，考慮到運算量比較大實現這種方案可以與數字發射機一樣采用專用的下變頻（DDC）器件（如Harris公司的HSP50214B）來完成；帶通采樣，根據帶通采樣定理和前述原因

8、采樣速率必須為32kHz的整數倍，由于實際中總是存在載波偏差直接用32 kHz采樣后的信號頻譜會產生混疊，故本系統采用的采樣率為96kHz，然后通過混頻、低通濾波和3倍抽取恢復出所需的基帶信號。比較兩種方案后我們采用后者，因為該方案不必使用額外的下變頻器件，系統結構比較簡潔，而且最后的信號處理運算量不是太復雜完全可以由DSP來完成。2.OFDM信號同步和信道估計對于采樣后的信號的處理由AD公司SHARK系列的ADSP21160來完成，該芯片是一款32位的雙核浮點DSP，片內有250K的16位字節RAM，最高工作時鐘可達80MHz。它主要完成信號的預處理即通過混頻、濾波和抽取將信號恢復成基帶信號

9、、OFDM信號的同步和信道估計，最后星座逆映射恢復出原始信號。對于一個實際的OFDM系統，如果考慮時間、載波和采樣率沒有同步的影響以及無線信道對信號的隨機衰落，在接收端接收到的信號可以寫成：式中l,k表示發送信號，n表示符號偏差，f表示載波頻率偏差，表示采樣率偏差，Hl,k表示信道轉移函數，nl,k表示加性高斯白噪聲。為了能夠正確恢復出原來的信號，必須先對信號進行同步和信道估計，其中信號同步又分為3個步驟（符號同步、載波同步和采樣率同步），同步算法流程如圖5所示。(1)符號同步符號的同步可以利用每個符號中的循環前綴與信號的相關性，考慮到符號粗同步后還要進行跟蹤，所以對于粗同步可以適當放寬對精確

10、性的要求以減少粗同步時的運算量，我們將最大似然方法（ML）3加以修改如下：式中d表示整數時偏估計值，L表示循環前綴的長度，N表示有效符號的長度。(2)載波同步4,5用子載波間隔（62.5Hz）歸一化后的載波偏差可以分為整數部分和小數部分。整數偏差的估計可以利用每個OFDM頻域符號中的導頻信號位置的幅度信息，其估計值可以通過下式獲得：式中Cp表示導頻集合，d表示搜索整數頻偏的范圍為前后10個子載波間隔。小數偏差估計和跟蹤則利用相鄰兩個OFDM符號中對應導頻位置信號的相位旋轉，其估計值可以通過下式獲得：式中Ng是循環前綴長度，N 是 有 效符號長度，2(k)是由于頻偏導致信號幅度的衰落，當頻偏很小

11、時該值近似為1，Hk是由于信號經過無線信道導致的幅度衰落。(3)采樣率同步采樣率的偏差同樣會引起信號的相位旋轉且旋轉的大小與子載波號相關，所以它的估計和跟蹤也可以利用相鄰兩個OFDM符號中對應導頻位置信號的相位的旋轉值，其估計方法見式(6)。由于采樣率和載波跟蹤都可以歸結為信號相位旋轉的跟蹤，所以實際中只需用一個鎖相環來跟蹤信號的相位變化。(4)信道估計信號經過短波無線信道后會引起幅度和相位的隨機衰落，在接收端即使對信號完全同步，如果不進行信道估計仍然無法回復出正確的信號。通常信道估計方法可以分為2種6,7,8：數據輔助方法，輔助數據可以是導頻或訓練序列，前者是在每個或每隔若干個調制前的OFD

12、M符號中插入一些導頻信號，后者是在每幀或每隔若干幀調制后的OFDM信號的起始處插入一定長度的訓練序列；盲估計,僅利用接收到的信號來進行信道估計。本文采用了基于導頻的信道估計方法，具體算法流程如下：1)對接收到的導頻信號利用下式估計出對應其中k表示子載波序號，m表示導頻序號，L表示插值數目,l=1m。3)構建一個特殊的插值濾波器，該濾波器能夠保證對信號濾波時保持非零位置處的值不變，用其對進行濾波獲得信道的轉移函數的估計值。五、實測信號圖形我們研制的短波通信電臺包括兩個部分：數字發射機和接收機。在實際進行性能測試時，我們采用的短波信道模型是DRM標準提供的模型，信道模型和參數設置見文獻9，圖6中的短波信道是指該標準提供的第三種信道。圖6(a)是經過短波信道后到達接收端的OFDM信號時域波形和頻譜，可以看出信號的頻譜落在55kHz范圍內且各個子載波的幅度出現了隨機衰落，圖6(b)(d)是同步和信道估計前后一個OFDM符號星座映射圖的比較，在星座圖中外圍一圈是導頻，它的能量是信號平均能量的的2倍，假定4QAM調制時單個子載波的平均能量為1則對應導頻的幅度為采用16QAM調制時若令原點最近的星座點的幅度與4QAM調制時一致，則此時單個子載波的平均能量為10，所以導頻的幅度為同時從圖中可以看出采用4QAM調制時，由于AWGN信道的信道轉移函數為單位矩陣所以可以