1、電源學會第二十一屆學術年會集緊湊型無電解電容 LED 恒流驅動電源，霞，（上海大學機電工程與自動化學院，上海 閘北區 200072）脈動盡量同步于輸入功率脈動，減小了母線儲能電容承擔的脈動功率。 但低頻脈動電流驅動LED不僅會影響輸入功率因數，而且會影響LED發光品質、光學性能和熱性能9。文獻10提出在PFC變換器和LED負載之間并聯雙向變換器實現功率解耦，以平衡脈動功率E。文獻11利用DC/DC變換器對PFC變換器輸出電壓紋波進行反相補償，減小PFC變換摘要：電解電容是限制 AC/DC LED 驅動電源的主要元件，因此，消除電解電容是長LED 驅動電源的關鍵。本文將兩個 Flyback 變換

2、器集成(Integrated Dual FlybackConverter，IDFC)，提出一種緊湊型無電解電容 LED 恒流驅動電源結構，具有較高的拓撲集成度，且方式容易實現。通過將輸入功率 pin 和輸出功率 po 分為 pin>po 和 pin<po 兩種情況，避免了整機能量的二次變換，通過儲能電容的充電和放電平衡 pin 和 po 之間的低頻脈動功率。詳細分析了該拓撲結構的工作原理及開關模態，給出了主電路關鍵參數的設計思器輸出紋波對LED的影響。，文獻10 和文獻11方案的拓撲集成度較低，并增加了的復雜路，最后通過了該方案的正確性和可行性。度。文獻12通過對多串LED的負載工

3、作狀態進行調整，進而調控輸出功率的大小，但是此方案嚴重依賴LED負載的串數，適用于大功率場合。本文提出的 IDFC 無電解電容LED 驅動電源拓：LED 驅動電源；無電解電容；IDFC；緊湊型1引言發光二極管(Light Emitting DiED)具有長、高光效、易調光、體積小、環保節能撲結構，拓撲集成度高，各開關管的邏輯簡單，等優點，是極具發展前景的新一代綠色照明光源， 也使 LED 照明成為重點關注的綠色產業1-2。隨著LED 照明技術的日益成熟，它將被廣泛應用于各個領域，并成為照明光源的首選。高品質的 LED 驅并且大部分輸入功率只經過一次能量變換就直接到達負載。本文首先對主電路拓撲的

4、工作原理和開關模態進行分析，然后設計主電路關鍵參數，最后通過了理論分析的正確性和可行性。動電源是LED 照明系統的關鍵部分，直接影2 無電解電容 LED 驅動電源主電路2.1 主電路拓撲推演如圖1(a)所示為原始拓撲。變壓器T1和T2結構相響 LED 發光品質及照明系統的整體性能。LED 具有獨特的光電熱特性，采用恒流驅動已形成共識3。為了滿足相關照明功率因數標準， 交流供電的 LED 驅動電源需進行功率因數校正（power factor correction, PFC）。當輸入功率因數PF=1 時，輸入電流與電壓為同相位的正弦波，輸入功率呈現兩倍輸入頻率的脈動形式。為保證 LED 的輸出功率

5、恒定，通常會選用容量較大的電解電容來匹配瞬時輸入功率和輸出功率的不平衡。 ，電同且相互，合并優化后實現變壓器磁芯的共用；副邊繞組Nas和副繞組NS1和副管Da2組成的子電路與副邊管D2組成的子電路結構相同，且在Ca提供能量時(pin<po)開關管S2是恒開通的，因此兩個子電路結構相同且為并聯，合并優化后得到圖1(b)所示拓撲。圖1(b)副邊繞組NS1與副管D2組成的子電路與副邊繞組NS2與副解電容在額定溫度 105oC 下，使用10kh 左5，所以電的主要元件。管D3右4，遠低于 LED80100kh 的組成的子電路結構是相同的，且通過磁耦合形成一解電容是影響 LED 照明光源整體種并聯

6、的2.2 主電路，合并優化后得到圖1(c)所示拓撲。策略為實現上述高功率因數和恒流輸出的功能，現有技術方案主要從改進 策略6-8和優化拓撲結構10-12兩方面消除電解電容。文獻6提出向輸入電流注入適量的諧波電流，降低輸入端的功率脈動量，為了減小儲能電容Ca的，可以將Ca的工作電壓設計為直流電壓疊加大紋波電壓的形式，進而用較小的高壓薄膜電容替代電解電容。對應的從而減小輸出電流的峰均比。，若需要進一步主電路拓撲及主要工作原理波形如圖1(c)、圖2所示。由圖2可見，不同功率條件下主電路工作原理是截然不同的。當pin>po時，多余的能量向Ca充電，Ca的電減小電容就必須提高注入諧波電流幅值，而幅

7、值越大輸入功率因數就越小7。文獻8提出使 LED承受符合一定要求的脈動電流的方案，使輸出功率壓vca上升，此時S3處于恒關斷狀態，S2為LED1681電源學會第二十一屆學術年會集3 主電路工作原理分析3.1 當 pin>po 時的開關模態分析提供恒定電流；當pin<po時，不足的能量由Ca提供，Ca的電壓vca下降，此時S2處于恒開通狀態，S3為LED提供恒定電流。主電路工作時，C 的平a圖3為p >p 時的主要工作波形，該功率條件下電ino均電壓恒定，S1占空比基本不變，并使Flyback變換路共有4種開關模態，對應的等效電路如圖4所示。1）開關模態1 t0,t1：等效電路

8、如圖4(a)所示。t0時刻，開關管S1、S2開通，S3在pin>po時處于恒關斷器工作在電流斷續模式(discontinuousDCM)以實現PFC功能。currentmode,狀態。由于反向阻斷二極管D2的，此階段S2為D2S2Vo無效開通。假設輸入電壓vin在一個開關周期內保持不變，則勵磁電流im從零開始線性上升：Ns1NpD3Ns2Da2Nasim (t) =(t - to )(1)LpT1T2S3式中 Lp 是繞組 Np 的勵磁電感，im 是折算到繞組 Np的勵磁電流。(a)原始拓撲D2S2t 時刻開關管 S 關斷，該時刻 i 大小為：11mVoI (t ) =(t - t )

9、=D T(2)m 11o1 sNpLpLpD3Ns2式中D1是S1的占空比，Ts是S1、S2、S3開關周期。2）開關模態2 t1,t2：等效電路如圖4(b)所示。TTS3（b優化第一步t1時刻開關管S1關斷，S2仍然導通。儲變壓器的能量通過D2向后級變換器。當輸出功率達D2S2D3到所需的能量后，關斷S2。在t2時刻變壓器副流為：Ns1TVNapo2- Vo NpCaT(t ) =ID TD T(3)D2 21 s2 s2L NLp NsS3p s式中D2是開關管S2的有效占空比，Vo是濾波電容Co 上的電壓。在此開關模態，為了保證變壓器能量向LED負載，而不是通過二極管D3給儲能電容Ca充電

10、，Ca 的電壓須滿足以下條件：(c)優化第二步圖1 主電路拓撲推演vca (t) > Vo(4)3）開關模態3 t2,t3：等效電路如圖4(c)所示。S2關斷后，變壓器剩余的能量通過二極管D3給儲能電容Ca充電，im繼續線性下降。假設Ca電壓vca在一個開關周期內保持不變，t2,t3期間有：- vca(t)Np (t - t(t) = I D2 (t2 )Nsi)(5)m2NN Lps p在t3時刻，im下降到零，iD3也下降到零，由式(5)得t2到t3的時間間隔為：évùV NNso pDT = t - t =(t) D T -D T(6)ê2 s 

11、50;132in1 svca(t)NNp ëûs4)開關模態4 t3,t4：等效電路如圖4(d)所示。在此開關模態中，勵磁電流im為零，所有開關管處于關斷狀態，變壓器完全磁復位。圖2 主電路工作原理波形1682vin (t)NpNpS1CaNapS1vin (t)vin (t)Ns1vin (t)CaNapS1電源學會第二十一屆學術年會集反激變換器設計為工作在電流斷續模式或臨界連續模式，因此當pin>po時需要滿足條件：Tpin > po = D1Ts + D2Ts + DT1 £ Ts(7)綜合上述分析可見：S2與S1同時開通實現S2零電壓零電流開通

12、，S3無開關動作，減小了開關損耗；開關周期內輸入功率pin多余的能量被儲能電容Ca吸收。3.2 當 pin<po 時的開關模態分析圖5為pin<po時的主要工作波形，該功率條件下電路共有4種開關模態，對應的等效電路如圖6所示。1）開關模態1 t0,t1：等效電路和圖4(a)類似。t0時刻，開關管S1開通，雖然在pin<po時S2恒開通，但是副管D2在S1導通期間因承受反壓而不導通。勵磁電流im從零開始線性上升。2）開關模態2 t1,t2：等效電路如圖6(a)所示。t1時刻開關管S1關斷并且開關管S3導通。開關管S3導圖3 pin>po時主要工作波形通后，儲能電容Ca增加

13、：能量，勵磁電流im繼續線性D2STD2iin3DDr2 NNr1ps2vca(t ) NpD1Vim (t) =D1Ts +(t - t1 )(8)Tv0 N2inapLpL NCa p apS1Dr4S33）開關模態3 t2,t3：等效電路如圖6(b)所示。Dr3t2時刻，開關管S3關斷，儲變壓器的能量通過(a)t0,t1D2向后級變換器。根據式(8)，t2時刻im為：2vNDca(t ) pI (t ) =D T +2D T（9）S2TDiin3m 21 s3 sDDr2 Np2LpLp NapNsr1D1VT式中D 是開關管S 的占空比。vin0 N33apC aim是折算到Np的勵磁

14、電流，則折算到二次側Ns的副邊線圈電流可表示為：S1Dr4S3Dr3Np)vo(b)t1,t2i (t) = i (t) = I (t-(t - t ) （10）sD 2m 22L N 2 / N2Nsp spD2t3時刻iD2下降為零，勵磁電流im也下降為零，由式(10)得t2和t3的時間間隔為：SD2iin3DDr2 NNr1TpsD1VT= I m (t2 )Lp Nsvin N0apDT = t - tC（11）a 232S1Dr4V NS3o pDr34)開關模態4 t3,t4：等效電路和圖4(d)類似。在(c)t2,t3此開關模態中，變壓器的次繞組均沒有電流流過，S1、S3處于關斷

15、狀態，變壓器完全磁復位。 反激變換器設計為工作在電流斷續模式或臨界連續模式，因此pin<po時需要滿足條件：D2SD2iin3DDr2 NNsr1TpD1V0Tvin NTpin < po = D T + D T + DT £ T(12)apC 1 s3 s2saS1Dr4S3綜合上述分析可見：在 p <p 時，開關管 S 占ino空比恒定，S2 處于恒開通狀態，1Dr3S3 為輸出功率(d)t3,t4圖4 pin>po時各開關模態等效電路提供所需的能量；S2 無開關動作，減小了開關損耗；一個開關周期內輸入功率 pin 不足的能量由Ca 補充。1683vin

16、(t)vin (t)電源學會第二十一屆學術年會集為了保證輸出電流恒定，在不同功率條件下， 一個開關周期內流過負載的平均電流 Io 都必須相等，因此有式子(16)、(17)、(18)：(a)：當 pin>po 時，根據式(2)、(3)和圖 3 有：1 éI(t )+ It ùD TNpD（2 2）ú 2 s2 ê m 1Nëû sI =(16)oTs（b）：當 pin<po 時，根據式(9)、(11)和圖 5 有：1 INp(t )DTm 222NIo =s(17)Ts（c）：對于工作在 DCM 的具有 PFC 功能的Fly

17、back 變換器有6：2 D 2VIo = m1 (18)4LpVo fs式中 fs 是開關頻率，fs=1/Ts。圖5 pin<po時主要工作波形為實現PFC功能將Flyback變換器設計工作在電流斷續模式，故當pin>po時和pin<po時分別有、 ：當pin>po時，需要滿足條件：D2STD2i3DDTpin > po = D T + D T + DT < Tinr2 NpNs(19)r11 s2 s1sD1V根據式（18）有：Tv Nap0inCa 2 Po LpTs=S1Dr4S3D T(20)Dr31 sVm將(20)代入(2)、(3)得：(a)t

18、1,t2Po LpTsIm (t1) = 2 sint(21)D2LpS2TD3iDDr2 NpinNsr12 sint Np Po LpTsD1V Np 2VI(t ) =- oD TT(22)v N0 inapD 2 22 sN 2L NCa Lp sp sS1Dr4S3將式(18)、(19)、(21)、(22)代入(16)解方程可得：- - 2cos2t )Dr3NP L T (2 sin t=so p s(b)t2,t3圖6 pin<po時各開關模態等效電路D T(23)2 sV No p對式(23)求導得：4參數設計AC/DC LED 驅動電源交流輸入電壓可表示為：d (D T

19、 )2Ns Po LmTs=× F1 (t)2 sdt(24)Vo Npvin (t) = Vmsint式中 Vm 為電壓幅值， 為角頻率。若 PF=1，且輸出功率恒定，那么儲能電容的容(13)式中 F1(t)=cost(sin2t)/-2cos2t ，其中/4t3/4，故 F1(t)<0，故 D2Ts 為單調減函數。將式子(23)代入(6)得到：為6：值和電壓表- 2P L T cos2to p sDT =(25)2PP1v (t)=o=oC(14)a（V 2- V 2） VDVCaCa_maxCa_ minCa_aveCa聯合式(9)對式(25)求導得：æ 2P

20、F (t)1 5 (-cos2t)d (DT )Po1vC（a t）= V2Ca_min +C(1- sin2t)(15)ç o2=1çdtCa3aèF (t)v （t）2ca sin 2t )式中 VCa_max、VCa_min 分別為 vCa 的峰值和谷值,VCa_ave是 vCa 的電壓平均值，VCa=VCa_maxVCa_min。+ 4P L T 1 5v （t）(26)o m s ca1684電源學會第二十一屆學術年會集F5 =Po LpTs ×式中 F2(t)=-2PoLpTscos2t 。當/4t/2 (pin>po)，æ&

21、#246;çç÷(cos2t)和sin2t 均大于零，所以式(26)大于零，T1 的函數遞增，最大值為：22N÷ - T £ 0(34)22Nsa p+ç V÷sV NPç o ÷m_mino p22P L T2+NV(DT )= (DT )çca_min÷o p spp =2(27)Cè5ø1max1at =PoCaV 2ca_ min +為驗證該方案的正確性，運用PSIM對提出當/2t3/4(pin>po)，vca(t)和(cos2t)均是遞減的，由式(2

22、5)，知T1在t=(/2)處取得最大值。的方案進行。主要參數如表1所示，主電路參數均滿足式(28)、(34)的要求。從表1看到，該拓撲只采用2.2uF的儲能電容Ca和1.5uF的輸出濾波電由式(19)、(20)、和(27)得出，當滿足的邊界條件為：pin>po 時需要容C0,故電解電容可用長高壓薄膜電容替代。F =P L T ×3o m s表 1 原理樣機主要參數æöçç÷參數取值÷ - T(28)22Ns2輸入電壓 vin三繞組變壓器變比勵磁電感 Lp開關頻率 fs 儲能電容Ca 濾波電容Co額定輸出電壓 Vo額定輸

23、出電流 Io110Vrms Np：Ns：Nap=1:1:1.5 160uH100kHz 2.2uF(350V/CBB)1.5uF(63V/CBB)45V300mA+£ 0ç V÷sV NPç o ÷m_mino p2+Vçca_min÷Caèø ：當pin<po時，需要滿足條件：Tpin < po = D1Ts + D3Ts + DT2 < Ts根據式(9)、(10)、(11)和(17)有：(29)Ns2Po LpTsDT2 =(30)N Vp 0圖7為輸入電壓vin,輸入電流iin，C

24、a電壓vca和輸2()N2P L T出電流Io的波形。從看出：輸出電流apo p sD T = 1 -2 sin t(31)v (t )N3 s2恒定，儲能電容電壓為脈動電壓形式，其平均值為180V、紋波125V、脈動頻率100Hz，通過Ca的儲存能量和 能量平衡pin和po之間的脈動功率。圖8為Ca的電壓vca，S2、S3的驅動波形G2、G3和cap當3/4t(pin<po)，vca(t)和sin(t)均是遞減的，所以根據式(31)，T2在t=處取得最大值, 且最大值為：2輸出電流Io的波形。從看出:當pin>poN2P L T(D T )apo p s=(32)時，S3處于恒關

25、斷狀態，對Ca充電，vca上升；當pin<po3 smaxP2NpV 2 ca _ min + 0 時，S 處于恒開通狀態，C能量，v 下降。wCa2aca圖9為pin>po時S1、S2的驅動波形G1、G2、二極管D2和二極管D3的電流波形iD2、iD3。從看出:當pin>po時，S1、S2同時開通，S1開通反激變壓對式(31)在 t5/4(pin<po)求導得：d (D T )2N2P L Tap0 1 s=×3 Sdt2Np器儲存能量，副管D2承受反壓而不導通，故(33)2V 2ca _ mincost + P F (t) Ci 為零；當S 關斷，S 仍然

26、導通，此時變壓器的能 o 4aD3121 5v （t）量通過D 向負載；S 導通一段時間后關斷，剩22ca余的能量通過D3向Ca充電，變壓器工作在斷續狀態。圖10為pin<po時S1、S3的驅動波形G1、G3和二極2cos(t)- sin(t) 。式中 F4(t)= cos(2t)+當t5/4(pin<po)，F1(t)和cos(t)都是負值， 因此式(31)在該區間為單調遞減且最大值同式(32)。由式(20)、(29)、和(32)得出，當 pin<po 時需要滿足的邊界條件為：管D1和二極管D2的電流波形iD1、iD2。從看出:開關管S3在開關管S1關斷后開通，儲能電容Ca

27、能量；開關管S3關斷后，儲通過二極管D2向后級變換器反激變壓器的能量。1685電源學會第二十一屆學術年會集芯，節約了成本，提高了功率密度。2）通過將pin與po的分為pin>po和pin<po兩種功率條件，使得在一個工頻周期內只有兩個開關管動作，而且開關管S2實現了零電流零電壓開通。3）依據主電路工作原理的分析，給出了主電路關鍵參數的設計要點和思路，設計了簡單容易實現的方式；并且開關管S1、S2、S3均采用低端驅動。參考文獻圖7 vin,iin，vca和Iovca50V/格1Roland Haitz, Jeffrey Y.Tsao. Solid-state lighting: Th

28、ecase 10 years after and future prospects physical status solidiJ.Phys.Status.Solidi,2011,208(1): 1729.波形2.半導體照明工程的現狀與發展趨勢J.，G2電工技術學報,2006, 21(9):106-111.3Xuehui Tao, S. Y.thermal Theory forRon Hui. Dynamic Photo-electro-G3Light-Emittingon IndustrialDiode Systems J.Electronics, 2012,IEEE Tranions59(

29、4):1751-1759Avaiable:papers/LED Lifetime. pdf. Avaiable:Io100mA/格4圖8 vca、G2、G3和Io波形56.L. Gu, X. Ruan, M. Xu, and K. Yao, Means of eliminatingelectrolytic capacitor in AC/DC powers for LEDlightingsJ. Tran24(5):13991408.ions on Power Electronics, 2009 ,7,小儲能電容, 姚 凱, 徐 明.采用諧波電流注入法減J.電工技術學報, 2010, 25(5): 142-148.8hua Zhang, Jianjun Ni, Yijie Yu, High Power F