1、2007級學生數字通信原理課程設計 數字通信原理與技術設計報告書課題名稱脈沖編碼調制（PCM）系統設計與仿真姓 名 胡靜學 號0712402-38院 系物理與電信工程系專 業通信工程指導教師曾專武2010年 1 月15日一、設計任務及要求：設計任務：本課程設計利用SystemView設計一個脈沖編碼調制系統，運用脈沖編碼調制原理設計系統結構圖，將其仿真并觀察仿真波形。設計要求： 1、繪制系統框圖及仿真程序流程圖各一份2、敘述整個系統的工作原理3、詳細記錄實施中所遇到的問題及問題產生的原因并制定解決方案 指導教師簽名：_ 2010年01月15日 二、指導教師評語：指導教師簽名：_ 2010年01

2、月15日 三、成績 驗收蓋章 ：_ 2010年01月15日 脈沖編碼調制（PCM）系統設計與仿真0712402-38 胡靜（湖南城市學院物理與電信工程系通信工程專業,益陽,413000）1 設計目的加深對所學的通信原理知識理解，培養專業素質；掌握通信電路的設計方法，能夠進行設計簡單的通信電路系統；掌握通信系統安裝的基本知識和技能，培養學生對通信電路系統的整機調試和檢測的能力；通過專業課程設計掌握通信中常用的信號處理方法，能夠分析簡單通信系統的性能。2 設計要求 畫出系統結構框圖，根據系統的工作原理，利用SystemView的模塊畫出系統的結構圖并進行仿真，觀察仿真波形。3 設計原理System

3、View 仿真軟件可以實現多層次的通信系統仿真。脈沖編碼調制（PCM）是現代語音通信中數字化的重要編碼方式。利用SystemView 實現脈沖編碼調制(PCM)仿真，可以為硬件電路實現提供理論依據。通過仿真展示了PCM編碼實現的設計思路及具體過程，并加以進行分析。PCM即脈沖編碼調制，在通信系統中完成將語音信號數字化功能。PCM的實現主要包括三個步驟完成：抽樣、量化、編碼。分別完成時間上離散、幅度上離散、及量化信號的二進制表示。根據CCITT的建議，為改善小信號量化性能，采用壓擴非均勻量化，有兩種建議方式，分別為A律和律方式，我國采用了A律方式，由于A律壓縮實現復雜，常使用 13 折線法編碼,

4、采用非均勻量化PCM編碼示意圖見圖1。話音輸入低通濾波瞬時壓縮抽 樣量 化編 碼低通濾波瞬時擴張解 調解 碼信道再 生話音輸出圖3.1 PCM原理框圖下面將介紹PCM編碼中抽樣、量化及編碼的原理：(a) 抽樣所謂抽樣，就是對模擬信號進行周期性掃描，把時間上連續的信號變成時間上離散的信號。該模擬信號經過抽樣后還應當包含原信號中所有信息，也就是說能無失真的恢復原模擬信號。它的抽樣速率的下限是由抽樣定理確定的。(b) 量化從數學上來看，量化就是把一個連續幅度值的無限數集合映射成一個離散幅度值的有限數集合。如圖2所示，量化器Q輸出L個量化值，k=1，2，3，L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信

5、號幅度落在與之間時，量化器輸出電平為。這個量化過程可以表達為：模擬入量化器量化值這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。圖3.2 模擬信號的量化模擬信號的量化分為均勻量化和非均勻量化。由于均勻量化存在的主要缺點是：無論抽樣值大小如何，量化噪聲的均方根值都固定不變。因此，當信號較小時，則信號量化噪聲功率比也就很小，這樣，對于弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態范圍，可見，均勻量化時的信號動態范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點，實際中，往往采用非均勻量化。非均勻量化是根據信號的不同區間來確定量化間隔的。對于信號取值小的區間，其量化間

6、隔也小；反之，量化間隔就大。它與均勻量化相比，有兩個突出的優點。首先，當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度（實際中常常是這樣）時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比；其次，非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致相同，即改善了小信號時的量化信噪比。實際中，非均勻量化的實際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。通常使用的壓縮器中，大多采用對數式壓縮。廣泛采用的兩種對數壓縮律是壓縮律和A壓縮律。美國采用壓縮律，我國和歐洲各國均采用A壓縮律，因此，PCM編碼方式采用的也是A壓縮律。所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下

7、特性的壓縮律：未壓縮（1）（2）（3）（4）（5）（6）（7）（8） 0A律壓擴特性是連續曲線，A值不同壓擴特性亦不同，在電路上實現這樣的函數規律是相當復雜的。實際中，往往都采用近似于A律函數規律的13折線（A=87.6）的壓擴特性。這樣，它基本上保持了連續壓擴特性曲線的優點，又便于用數字電圖3.3 A律函數13折線路實現，本設計中所用到的PCM編碼正是采用這種壓擴特性來進行編碼的。圖3示出了這種壓擴特性。表1列出了13折線時的值與計算值的比較。表3.1 13折線時的值與計算值的比較0101按折線分段時的01段落12345678斜率16168421表1中第二行的值是根據時計算得到的，第三行的值

8、是13折線分段時的值。可見，13折線各段落的分界點與曲線十分逼近，同時按2的冪次分割有利于數字化。(c) 編碼所謂編碼就是把量化后的信號變換成代碼，其相反的過程稱為譯碼。當然，這里的編碼和譯碼與差錯控制編碼和譯碼是完全不同的，前者是屬于信源編碼的范疇。在現有的編碼方法中，若按編碼的速度來分，大致可分為兩大類：低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結為三類：逐次比較型、折疊級聯型、混合型。在逐次比較型編碼方式中，無論采用幾位碼，一般均按極性碼、段落碼、段內碼的順序排列。下面結合13折線的量化來加以說明。表3.2 段落碼 表3.3 段內碼段落序號段落碼量化級段內碼81

9、11151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010001000100000在13折線法中，無論輸入信號是正是負，均按8段折線（8個段落）進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值，其中用第一位表示量化值的極性，其余七位（第二位至第八位）則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是：用第二至第四位表示段落碼，它的8種可能狀態來分別代表8個段落的起點電平。其它四位表示段內碼，它的16種可能狀態來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化

10、級。這樣處理的結果，8個段落被劃分成27128個量化級。段落碼和8個段落之間的關系如表2所示；段內碼與16個量化級之間的關系見表3。PCM編譯碼器的實現可以借鑒單片PCM編碼器集成芯片，如：TP3067A、CD22357等。單芯片工作時只需給出外圍的時序電路即可實現，考慮到實現細節，仿真時將PCM編譯碼器分為編碼器和譯碼器模塊分別實現。3.1、信號源子系統的組成由三個幅度相同、頻率不同的正弦信號（圖符7、8、9）合成，如圖4 圖3.4 信號源子系統的組成3.2、PCM編碼器模塊 PCM編碼器模塊主要由信號源（圖符7）、低通濾波器（圖符15）、瞬時壓縮器（圖符16）、A/D轉換器（圖符8）、并/

11、串轉換器（圖符10）、輸出端子構成（圖符9），實現模型如下圖5所示: 圖3.5 PCM編碼器模塊信源信號經過 PCM 編碼器低通濾波器（圖符15）完成信號頻帶過濾，由于PCM量化采用非均勻量化，還要使用瞬時壓縮器實現A律壓縮后再進行均勻量化，A/D轉換器（圖符8）完成采樣及量化，由于A/D轉換器的輸出是并行數據，必須通過數據選擇器（圖符10）完成并/串轉換成串行數據，最后通過圖符（9）輸出PCM編碼信號。3.3、PCM編碼器組件功能實現 (a)低通濾波器：為實現信號的語音頻率特性，考慮到濾波器在通帶和阻帶之間的過渡，采用了低通濾波器，而沒有設計帶通濾波器。為實現信號在 300Hz3400Hz的

12、語音頻帶內，在這里采用了一個階數為3階的切比雪夫濾波器，其具有在通帶內等波紋、阻帶內單調的特性。(b)瞬時壓縮器：瞬時壓縮器（圖符16）使用了我國現采用A律壓縮，注意在譯碼時擴張器也應采用A律解壓。對比壓縮前后時域信號（見圖6, 圖7），明顯看到對數壓縮時小信號明顯放大，而大信號被壓縮，從而提高了小信號的信噪比，這樣可以使用較少位數的量化滿足語音傳輸的需要。 圖3.6 壓縮前 圖3.7 壓縮后 (c) A/D轉換器：完成經過瞬時壓縮后信號時間及幅度的離散，通常認為語音的頻帶在300Hz3400Hz，根據低通采樣定理，采樣頻率應大于信號最高頻率兩倍以上，在這里A/D的采樣頻率為8Hz即可滿足，均

13、勻量化電平數為256級量化，編碼用8bit表示，其中第一位為極性表示，這樣產生了64kbit/s的語音壓縮編碼。 (d)數據選擇器：圖符10為帶使能端的8路數據選擇器，與74151功能相同，在這里完成A/D轉換后的數據的并/串轉換，圖符11、12、13為選擇控制端，在這里控制輪流輸出并行數據為串行數據。通過數據選擇器還可以實現碼速轉換功能。3.4、PCM譯碼器模塊 PCM譯碼器是實現PCM編碼的逆系統。 PCM譯碼器模塊主要由ADC出來的PCM數據輸出端、D/A轉換器、瞬時擴張器、低通濾波器構成。實現模型如下圖8所示： 圖3.8 PCM譯碼器3.4.1 PCM譯碼器組件功能實現(a)D/A轉換

14、器(圖符1)：用來實現與A/D轉換相反的過程，實現數字量轉化為模擬量，從而達到譯碼最基本的要求，也就是最起碼要有步驟。(b)擴張器（圖符8）：實現與瞬時壓縮器相反的功能，由于采用 A 律壓縮，擴張也必須采用A律瞬時擴張器。 (c)濾波器（圖符3）：由于采樣脈沖不可能是理想沖激函數會引入孔徑失真，量化時也會帶來量化噪聲，及信號再生時引入的定時抖動失真，需要對再生信號進行幅度及相位的補償，同時濾除高頻分量，在這里使用與編碼模塊中相同的低通濾波器。系統仿真模型如下圖9： 圖3.9 系統模型子系統（圖符12）如下圖10： 圖3.10 子系統以上圖9、圖10各方塊的有關參數如表4：表3.4 有關參數符號

15、名稱參數設置12子系統7SinusoidAmp = 1 v ， Freq = 1e+3 Hz ， Phase = 0 deg，Output 0 = Sine t4 ，Output 1 = Cosine8SinusoidAmp = 1 v，Freq = 1.5e+3 Hz， Phase = 0 deg， Output 0 = Sine t4 ，Output 1 = Cosine9SinusoidAmp = 1 v，Freq = 500 Hz， Phase = 0 deg， Output 0 = Sine t4 ，Output 1 = Cosine10AdderInputs from 7 8 9，

16、Outputs to 1111Meta OutInput from10 Output to 3 203 4 5 14 19Analysis13Logic: ADCTwos Complement，Gate Delay = 0 sec，Threshold = 500e-3 v， True Output = 1 v，False Output = 0 v，No. Bits = 8 ，Min Input = -2.5 v，Max Input = 2.5 v，Rise Time = 0 sec，Analog = t21 Output 0， Clock = t1 Output 00Logic: DACTwo

17、s Complement，Gate Delay = 0 sec，Threshold = 500e-3 No. Bits = 8 ，Min Output = -2.5 v，Max Output = 2.5 v， D-0 = t13 Output 0，D-1 = t13 Output 1，D-2 = t13 Output 2， D-3 = t13 Output 3，D-4 = t13 Output 42 20Operator:Linear Sys Butterworth Lowpass IIR3 Poles， Fc = 1.8e+3 Hz，Quant Bits = NoneInit Cndtn =

18、 Transient，DSP Mode Disabled1 18Source: Pulse TrainAmp = 1 v，Freq = 10e+3 HzPulseW = 20.e-6 sec，Offset = 0 v，Phase = 0 deg21Comm: DeCompandA-Law，Max Input = 2.56Comm: CompanderA-Law，Max Input = 2.516Source: Pulse TrainAmp = 1 v，Freq = 30e+3 Hz，PulseW = 20.e-6 secOffset = 0 v，Phase = 0 deg17Source: P

19、ulse TrainAmp = 1 v，Freq = 20e+3 Hz，PulseW = 20.e-6 secOffset = 0 v，Phase = 0 deg15Logic: Mux-D-8Gate Delay = 0 sec，Threshold = 500.e-3 vTrue Output = 1 v，False Output = 03.5、仿真波形3.5.1信號源的波形3.5.2信號源經壓縮后的波形3.5.3 PCM編碼的波形3.5.4 PCM譯碼時經過D/A轉化并用A律擴張后的輸出波形3.5.5 譯碼后恢復源信號的輸出波形由以上數據波形可以看出在PCM編碼的過程中，譯碼輸出的波形具有一定的延遲現象，其波形基本上不失真的在接收端得到恢復，傳輸的過程中實現了數字化的傳輸過程。4 設計過程中需解決的問題首先，必須根據實際情況合理的設計采樣頻率和抽樣脈沖的參數，以防波形的失真，由于在剛開始的時候,沒有合理設置采樣頻率的參數,出現了在譯碼時恢復波形的失真,最后根據采樣頻率fs大于等于2fH條件,通過不斷調試,最終可以合理地恢復源信號波形。但由于在信道傳輸過程中由于各種原因而引起譯碼波形有一定的延時現象。其次，在調試帶使能端的8路數據選擇器在實現PCM編碼輸出的并行數據轉換為串行