1、轉速電流雙閉環不可逆直流調速系統設計摘要電機自動控制系統廣泛應用于機械，鋼鐵，礦山，冶金，化工，石油，紡織，軍工等行業。這些行業中絕大部分生產機械都采用電動機作原動機。有效地控制電機，提高其運行性能，對國民經濟具有十分重要的現實意義。20世紀90年代前的大約50年的時間里，直流電動機幾乎是唯一的一種能實現高性能拖動控制的電動機，直流電動機的定子磁場和轉子磁場相互獨立并且正交，為控制提供了便捷的方式，使得電動機具有優良的起動，制動和調速性能。盡管近年來直流電動機不斷受到交流電動機及其它電動機的挑戰，但至今直流電動機仍然是大多數變速運動控制和閉環位置伺服控制首選。因為它具有良好的線性特性，優異的控

2、制性能，高效率等優點。直流調速仍然是目前最可靠，精度最高的調速方法。本次設計的主要任務就是應用自動控制理論和工程設計的方法對直流調速系統進行設計和控制，設計出能夠達到性能指標要求的電力拖動系統的調節器，通過在DJDK-1型電力電子技術及電機控制試驗裝置上的調試,并應用MATLAB軟件對設計的系統進行仿真和校正以達到滿足控制指標的目的。目錄摘要I目錄II第一章、雙閉環調速系統的工作原理及數學模型11.1、數學模型的參數給定1、電樞回路的電磁時間常數TL1、電力拖動系統機電時間常數Tm1、觸發和整流裝置的放大倍數KS21.2、雙閉環調速系統的工作原理2、轉速控制的要求和調速指標2、調速系統的兩個基

3、本矛盾3、調速系統的雙閉環調節原理5、雙閉環調速系統的起動過程分析5、轉速和電流兩個調節器的作用61.3、雙閉環調速系統主電路的數學模型7、主電路7、額定勵磁下的直流電動機的數學描述7、晶閘管觸發和整流裝置傳函91.4、調速系統主電路的設計10、整流變壓器的計算10、晶閘管組件的計算與選擇11、主電路的過電壓和過電流保護11、平波電抗器的參數計算121.5、雙閉環調速系統的電氣原理及控制單元13、過流保護器(GL)、電流變送器(LB)13、電流調節器(ACR)13、零速封鎖器(LSF)13、給定器(GD)13、轉速變送器(SB)13、轉速調節器(ASR)13、鋸齒波觸發器(CF)141.6、雙

4、閉環調速系統的動態結構圖14、電流調節器和電流變送器的傳函14、轉速調節器和轉速變送器的傳函14、雙閉環調速系統的動態結構圖15第二章、按工程設計方法設計雙閉環調速系統的電流調節器和轉速調節器162.1、設計要求16、基本數據（其中包括銘牌數據和測試數據）16、設計指標172.2、工程設計方法的基本思路172.3、電流調節器的設計17、電流環動態結構圖的簡化17、確定電流環的時間常數18、電流調節器結構的選擇19、電流調節器參數的計算20、校驗近似條件20、電流環的動態性能指標212.4、轉速調節器的設計22、電流環的等效閉環傳遞函數22、轉速環的動態結構圖及其近似處理22、轉速調節器結構的選

5、擇23、轉速調解器參數的計算24、轉速環的性能指標262.5、系統的靜態綜合及靜態性能指標28、近似的PI調節器28、系統的靜態結構圖29第三章、調速系統性能指標的數字仿真303.1、基于工程設計法的數字仿真30、雙閉環調速系統的動態結構圖30、時域分析30課程設計體會31參考文獻32第一章、雙閉環調速系統的工作原理及數學模型1.1、數學模型的參數給定1.1.1、電樞回路的電磁時間常數TL TL=0.176ms1、電樞回路總電阻R R0.221、電樞回路的總電感LL39.22mH1.1.2、電力拖動系統機電時間常數TmTm=0.127s1.1.2.1、電動機的Ce Ce=0.138 Vminr

6、1.1.3、觸發和整流裝置的放大倍數KSKs=221.2、雙閉環調速系統的工作原理1.2.1、轉速控制的要求和調速指標生產工藝對控制系統性能的要求經量化和折算后可以表達為穩態和動態性能指標。設計任務書中給出了本系統調速指標的要求。深刻理解這些指標的含義是必要的，也有助于我們構想后面的設計思路。在以下四項中，前兩項屬于穩態性能指標，后兩項屬于動態性能指標。1.2.1.1、調速范圍D生產機械要求電動機提供的最高轉速和最低轉速之比叫做調速范圍，即 （1-1）1.2.1.2、靜差率s 當系統在某一轉速下運行時，負載由理想空載增加到額定值所對應的轉速降落，與理想空載轉速之比，稱作靜差率，即 （1-2）靜

7、差率是用來衡量調速系統在負載變化下轉速的穩定度的。1.2.1.3、跟隨性能指標 在給定信號R（t）的作用下，系統輸出量C(t)的變化情況可用跟隨性能指標來描述。具體的跟隨性能指標有下列各項：上升時間，超調量，調節時間.1.2.1.4、抗擾性能指標 此項指標表明控制系統抵抗擾動的能力，它由以下兩項組成：動態降落，恢復時間。1.2.2、調速系統的兩個基本矛盾在理解了本設計需滿足的各項指標之后，我們會發現在權衡這些基本指標的兩個矛盾，即1、 動態穩定性與靜態準確性對系統放大倍數的要求互相矛盾；2、起動快速性與防止電流的沖擊對電機電流的要求互相矛盾5。采用轉速負反饋和PI調節器的單閉環調速系統,在保證

8、系統穩定的條件下,實現轉速無靜差，解決了第一個矛盾。但是，如果對系統的動態性能要求較高，例如要求快速啟制動，突加負載動態速降小等等，則單閉環系統就難以滿足要求。這主要是因為在單閉環系統中不能完全按照需要來控制動態過程中的電流和轉矩。無法解決第二個基本矛盾。在電機最大電流受限的條件下，希望充分利用電機的允許過載能力，最好是在過渡過程中始終保持電流為允許的最大值，使電力拖動系統盡可能用最大的加速度起動，到達穩態后，又讓電流立即降低下來，使轉速馬上與負載相平衡，從而轉入穩態運行。在單閉環調速系統中，只有電流截止負反饋環節是專門用來控制電流的，但它只是在超過臨界電流Idcr值以后，靠強烈的負反饋作用限

9、制電流的沖擊，并不能很理想的控制電流的動態波形。帶電流截止負反饋的單閉環調速系統起動時的電流和轉速波形如圖1-1a所示。t0nIdnnIdnIdlt0Idla) b)圖1-1 調速系統啟動過程的電流和轉速波形a) 帶電流截止負反饋的單閉環調速系統的啟動過程 b) 理想快速啟動過程當電流從最大值降低下來以后，電機轉矩也隨之減小，因而加速過程必然拖長。對于經常正反轉運行的調速系統，盡量縮短起制動過程的時間是提高生產率的重要因素。為此，在電機最大電流(轉矩)受限的條件下,希望充分地利用電機的過載能力,最好是在過渡過程中始終保持電流(轉矩)為允許的最大值,使電力拖動系統盡可能用最大的加速度起動,到達穩

10、定轉速后,又讓電流立即降低下來,使轉矩馬上與負載平衡,從而轉入穩態運行.這樣的理想起動過程波形如圖1-1b所示,起動電流呈方形波,而轉速是線性增長的。這是在最大電流(轉矩)受限的條件下，調速系統所能得到的最快的啟動過程。實際上，由于主電路電感的作用，電流不能突變，圖2-2b所示的理想波形只能得到近似的逼近，不能完全的實現。問題是希望在啟動過程中只有電流負反饋，而不能讓它和轉速負反饋同時加到一個調節器的輸入端，到達穩態轉速后,希望只有轉速反饋,不再靠電流負反饋發揮主要作用,而雙閉環系統就是在這樣的基礎上產生的。1.2.3、調速系統的雙閉環調節原理見圖1-2：圖1-2 雙閉環調速系統的原理框圖為了

11、實現轉速和電流兩種負反饋分別起作用,在系統中設置了兩個調節器，分別調節轉速和電流,二者之間實行串級連接.把轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入,再用電流調節器的輸出去控制晶閘管整流器的觸發裝置。從閉環結構上看，電流調節環在里面，叫做內環；轉速調節環在外面，叫做外環。這樣就形成了轉速、電流雙閉環調速系統。為了獲得良好的動、靜態性能，雙閉環調速系統的兩個調節器一般都采用PI調節器，轉速調節器ASR的輸出限幅電壓是Unmax，它決定了電流調節器給定電壓的最大值；電流調節器ACR的輸出限幅電壓是Uimax，它限制了晶閘管整流器輸出電壓的最大值。1.2.4、雙閉環調速系統的起動過程分析雙閉環調速系統起動

12、過程的電流和轉速波形是接近理想快速起動過程波形的。按照轉速調節器在起動過程中的飽和與不飽和狀況，可將起動過程分為三個階段，即電流上升階段；恒流升速階段；轉速調節階段。從起動時間上看，第二段恒流升速是主要階段，因此雙閉環系統基本上實現了在電流受限制下的快速起動，利用了飽和非線性控制方法，達到“準時間最優控制”。帶PI調節器的雙閉環調速系統還有一個特點，就是起動過程中轉速一定有超調。其起動過程波形如圖1-3所示。圖1-3 雙閉環調速系統起動時的轉速和電流波形雙閉環調速系統有如下三個特點：1、飽和非線性控制：隨著ASR的飽和和不飽和，整個系統處于完全不同的兩個狀態。當ASR飽和時，轉速環開環。系統表

13、現為恒流電流調節的單閉環系統，當ASR不飽和時，轉速閉環，整個系統是一個無靜差調速系統，而電流內環則表現為電流隨動系統。在不同情況下，表現為不同結構的現行系統，這就是飽和非線性控制的特征。2、準時間控制：啟動過程中主要階段實第II階段，即恒流升速階段。它的特征是電流保持恒定，一般選擇為允許的最大值，以便充分發揮電動機的過載能力，使啟動過程盡可能更快。這個階段屬于電流受限制的條件下的最短時間控制，或稱時間最優控制。3、轉速超調：由于采用了飽和非線性控制,啟動過程結束進入第III階段即轉速調節階段后,必須使轉速調節器退出飽和狀態。按照PI調節器的特性，只有使轉速超調，ASR的輸入偏差電壓Un為負值

14、，才能使ASR退出飽和。這就是說，采用PI調節器的雙閉環調速系統的轉速動態響應必然有超調6。1.2.5、轉速和電流兩個調節器的作用轉速調節器和電流調節器在雙閉環調速系統中的作用，可以歸納為1轉速調節器的作用：1）使轉速n跟隨給定電壓Um*變化，穩態無靜差；2）對付在變化起抗擾作用；3）其輸出限幅決定允許的最大電流。2電流調節器的作用：1）對電網電壓波動起及時抗擾作用；2）起動時保證獲得允許的最大電流；3）在轉速調節過程中，使電流跟隨起給定電壓Um*變化；4）當電動機過載甚至于堵轉時，限制電樞電流的最大值，從而起到快速的安全保護最用。如果故障消失，系統能夠自動恢復正常7。1.3、雙閉環調速系統主

15、電路的數學模型1.3.1、主電路見附圖一1.3.2、額定勵磁下的直流電動機的數學描述由圖2-5中的c)可列出微分方程如下： (主電路,假定電流連續) (額定勵磁下的感應電動勢) (牛頓動力學定律,忽略粘性摩擦) (額定勵磁下的電磁轉矩)式中：TL包括電機空載轉矩在內的負載轉矩，單位為Nm；GD2電力拖動系統運動部分折算到電機軸上的飛輪轉矩，單位為Nm2；Cm=30Ce/電動機額定勵磁下的轉矩電流比，單位為Nm/A；定義下列時間常數：TL=L/R電樞回路電磁時間常數，單位為s； Tm=(GD2R)/(375CeCm)電力拖動系統機電時間常數，單位為s。整理后得式中 IdL=TL/Cm負載額定電流

16、.在零初始條件下，取等式兩側的拉式變換，得電壓與電流間的傳遞函數 (1-3)電流與電動勢間的傳遞函數為 (1-4)由以上傳遞函數，可以得到額定勵磁下直流電動機的動態結構圖如圖1-4所示：圖1-4 額定勵磁下直流電動機動態結構圖由上圖可以看出，直流電動機有兩個輸入量。一個是理想空載整流電壓Ud0，另一個是負載電流IdL。前者是控制輸入量，后者是擾動輸入量。如果不需要在結構圖中把電流Id表現出來，可將擾動量IdL的綜合點前移，并進行等效變換，如圖1-5所示圖1-5 直流電動機動態結構圖的簡化和變換a) b) 1.3.3、晶閘管觸發和整流裝置傳函1、失控時間 以單相全波純電阻負載整流電路為例來討論滯

17、后時間的大小。假設在t1時刻某一對晶閘管觸發導通，控制角為1；如果控制電壓Vct在t2時刻發生變化，但由于晶閘管已經導通，Vct的改變對它已不起作用，平均整流電壓Vdo1并不會立即產生反應，必須等到t3時刻該組件關斷以后，觸發脈沖才有可能控制另外一 對晶閘管。設Vct2對應的控制角為2，則另一對晶閘管在t4時刻才導通，平均整流電壓變成Vd02。假設平均整流電壓是在自然換相點變化的，則從Vct發生變化到Vd0發生變化之間的時間Ts便是失控時間。本設計采用三相橋式整流電路，平均失控時間Ts =1.67(ms)，實際取1.7(ms)。1、晶閘管觸發和整流裝置的傳函 用單位階躍函數來表示滯后，則晶閘管

18、觸發和整流裝置的輸入輸出為 Ud0=KsUct1(t-Ts)按拉氏變換的位移定理,則傳遞函數為 (1-5)考慮到Ts很小,忽略其高次項,則晶閘管觸發和整流裝置的傳遞函數可近似成一階慣性環節 (1-6)式中 Ks=觸發和整流裝置的放大倍數；Ts= 觸發和整流裝置的平均失控時間。工程近似條件 c1/3Ts (1-7)1.4、調速系統主電路的設計在理解了雙閉環調速系統主電路的數學模型和工作原理之后，可以計算出各個組成部分的選用型號及取值。這一部分已有成熟理論，所以本文在此處只是簡要的給予部分計算過程。本設計重點和難點在系統中的兩個調節器。1.4.1、整流變壓器的計算1、整流變壓器的次級相電壓的有效值

19、U2=113V1、變壓器的額定參數變壓器接成/ Y 形，可以得到零線，同時濾除三次諧波。（1） 次級線電壓： U線 = 1.732U2 = 196（V）（2） 二次側電流： I2 = 0.816Id = 95（A）（3） 變壓器的變比： K = U1相 /U2相 = 1.95（4） 一次側相電流： I1=48.7（A）（5） 一次容量： S1 = 3 U1 I1(1+5%)= 32(KVA)（6） 二次容量： S2 = 3U2I2 = 32(KVA)（7） 平均計算容量：S = ( S1+ S2)/2 = 32(KVA)1.4.2、晶閘管組件的計算與選擇1、SCR的額定電流ITN = (1.5

20、-2)Kfb Id =96128 (A)取IT =100(A)1.4.2.2、SCR的額定電壓:Utn = (2-3)Utm = 554831(V)取Utn =700(V)、主電路的過電壓和過電流保護1、過電壓保護（1） 交流側過電壓保護:用壓敏二極管抑制事故過電壓壓敏電阻的標稱電壓：U1MA1.33*1.414*UB =1.33*1.414*196=368.6(V)通流容量: IPM110KFU2L/U1MA*I200.95=110*0.5*196*0.2540.95440.1=6.66(A)（2）直流側過壓保護: 利用電阻和電容吸收操作過壓A. 電容C的參數: C = 2LBKL2ID2

21、/(KV2-1)UD2= 2*2.94*103*0.52*15.62/(22-1)*2202 = 2.5(F)取 C = 4FUC 2UD = 2*220 = 440(V)取 UC = 630(V)B. 電阻R的參數:R = UD(KV-1) / KIID =220*(2-1)/0.5*15.6 = 28()取 R = 30PR PD/800 = 2.8*103/800 = 3.7(W)取 PR = 10W所以選定CD = 4F/630V, RB = 30/10W1.4.3.2、晶閘管換向過電壓保護為防止在換相過程中，被關斷的晶閘管出現反向過壓，而導致反向擊穿。通常在晶閘管元件兩端并聯RC阻容

22、吸收電路。C=0.25（uF）R=20()電容C的耐壓為：1.5*277V=415.5V電阻功率：PR=1.75*F*C*Utm2 *10-6（W）=1.68W1.4.3.3、過電流保護每個橋臂串個快速融斷器額定電流：IN =ITNITN=100A，則：IN=100A。額定電壓: Urn KVTUUb/1.414 = 233.9（V）取 Urn = 400V實際選用 RSO100A/400V 6只1.4.4、平波電抗器的參數計算1、限制電流脈動的電感量LmLm= (Udm/U2)*103*U2 / 2fbSiId= 15 mH1.4.4.2、使電流連續的電感量LcrLcr = KcrU2/Id

23、min = 0.693*113/ Id*8% = 8mH1.4.4.3、電動機電樞電感LD和變壓器電感LBLD=19.1*UN*103/2PIN*nN =0.2mHLB =0.2mH1.5、雙閉環調速系統的電氣原理及控制單元見附圖一1.5.1、過流保護器(GL)、電流變送器(LB)見附圖一1.5.2、電流調節器(ACR)見附圖一1.5.3、零速封鎖器(LSF)見附圖一1.5.4、給定器(GD)見附圖一1.5.5、轉速變送器(SB)見附圖一1.5.6、轉速調節器(ASR)見附圖一1.5.7、鋸齒波觸發器(CF)見附圖一1.6、雙閉環調速系統的動態結構圖在對調節器具體設計之前，為了從整體理解整個雙

24、閉環調速系統，這里先給出了各調節器和變送器的傳遞函數。1.6.1、電流調節器和電流變送器的傳函1、電流調節器ACR的傳遞函數Uct (s ) /Un*( s )-Id(s)= Ki (is+1) /is（Tois+1）其中： Ki=Ri/Ro電流調節器的比例系數 i=RiCi電流調節器的積分時間常數Toi=0.25RiCoi電流反饋濾波時間常數 電流反饋系數1.6.1.2、電流變送器LB的傳遞函數Id (s) / Id (s)= (v/A)1.6.2、轉速調節器和轉速變送器的傳函1、轉速調節器ASR的傳遞函數U i* (s) / U n* (s) -n (s) =Kn (ns+1) /ns（T

25、ons+1）其中：Kn=Rn/R0轉速調節器的比例系數 n=RnCn轉速調節器的積分時間常數Ton=0.25RnCon轉速反饋濾波時間常數轉速反饋系數1.6.2.2、轉速變送器SB的傳遞函數Un(s)/n(s)=a（v/rpm）1.6.3、雙閉環調速系統的動態結構圖在單閉環調速系統動態數學模型的基礎上，由上述各環節的傳遞函數，即可繪出雙閉環直流調速系統的動態結構圖。由于電流檢測信號中常含有交流分量，須加低通濾波，其濾波時間常數Toi按需要給定。濾波環節可以抑制反饋信號中的交流分量，但同時也給反饋信號帶來延滯。為了平衡這一延滯作用，在給定信號通道中加入一個相同時間常數Toi的慣性環節，稱作給定濾

26、波環節。其意義是：使給定信號和反饋信號經過同樣的延滯，使二者在時間上得到恰當的配合，從而帶來設計上的方便。同樣，由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有電機的換向紋波，因此也需要濾波，濾波時間常數由Ton表示。根據和電流環一樣的道理，也需要在轉速給定通道配上時間常數為Ton為濾波環節6。所以實際的電路需增加電流濾波、轉速濾波、和兩個給定濾波環節，見圖1-6:圖1-6 雙閉環調速系統的動態結構圖第二章、按工程設計方法設計雙閉環調速系統的電流調節器和轉速調節器2.1、設計要求本論文首先應用經典控制理論的工程設計方法,設計出轉速和電流雙閉環直流調速系統,然后利用現代控制理論中的線性二次型性能指標最優設計方

27、法, 設計此調速系統。2.1.1、基本數據（其中包括銘牌數據和測試數據）（1）被控直流電動機 Pe=22 kw Ue=220 v Ie=116 A ne=1500r/min Re=0.102 Ce=0.138 Vmin =1.5 （2）整流裝置 三相全控橋式整流電路 Rn=1.60 Ks=Ud/Uk=40 Ts=1.7 ms（3）電樞回路總電阻 R0.22（4）電樞回路總電感 L=39.22 mH（6）系統時間常數 Tl0.176 ms Tm=0.127 ms（7）反饋濾波時間常數 Toi=0.00285 s Ton=0.00285 s（8）調節器最大給定電壓 U*nm=U*im=10 v（9

28、）調節器輸入回路電阻 R0=40 k2.1.2、設計指標穩態指標：無靜差；動態指標：電流超調量；空載起動到額定轉速時的轉速超調量。2.2、工程設計方法的基本思路用經典的動態校正方法設計調節器必須同時解決自動控制系統的穩定性、快速性、抗干擾性等各方面相互矛盾的靜態、動態性能要求8。作為工程設計方法,首先要使問題簡化,突出主要矛盾。簡化的基本思路是，把調節器的設計過程分為兩步：第一步，先選擇調節器的結構，以確保系統穩定，同時滿足所需要的穩態精度。第二步，再選擇調節器的參數，以滿足動態性能指標這樣做，就把穩、準、快抗干擾之間互相交叉的矛盾問題分成兩步來解決，第一步先解決主要矛盾動態穩定性和穩態精度，

29、然后在第二步中進一步滿足其它動態性能指標。在選擇調節器結構時，只采用少量的典型系統，它的參數與性能指標的關系都已事先找到，具體選擇參數時只須按現成的公式和表格中的數據計算以下就可以了。這樣就使設計犯法規范化，大大減少了設計工作量6。2.3、電流調節器的設計2.3.1、電流環動態結構圖的簡化 設計電流環首先遇到的問題是反電動勢產生的交叉反饋作用。它代表轉速環輸出量對電流環的影響。實際系統中的電磁時間常數TL一般遠小于機電時間常數Tm，因而電流的調節過程往往比轉速的變化過程快得多，也就是說，比反電動勢E的變化快得多。反電動勢對電流環來說只是一個變化緩慢的擾動作用，在電流調節器的調節過程中可以近似的

30、認為E不變，即E=0。這樣，在設計電流環時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態作用，而將電動勢反饋作用斷開，從而得到忽略電動勢影響的電流環近似結構圖。再把給定濾波和反饋濾波兩個環節等效地移到環內。最后，Ts和Toi一般比Tl小的多，可以當作小慣性環節處理，看作一個慣性環節，取Ti=Ts+Toi6。 圖2-1 電流環的動態結構圖及其化簡2.3.2、確定電流環的時間常數 2、三相橋式電路的平均失控時間 Ts=0.0017s 2、電流濾波時間常數Toi Toi =0.00285s2、電流環小時間常數TI = Ts+Toi=0.00455s (2-1)2.3.3、電流調節器結構的選擇首先應決定要把電流環校

31、正成哪一類典型系統,電流環的一項重要作用就是保持電樞電流在動態過程中不超過允許值,因而在突加控制作用時不希望有超調,或者超調量越小越好。從這個觀點出發,應該把電流環校正成典系統。可電流環還有另一個對電網電壓波動及時調節的作用,為了提高其抗擾性能,又希望把電流環校正成典系統。一般情況下,當控制對象的兩個時間常數之比TL/TI 10時,典系統的抗擾恢復時間還是可以接受的。因此,一般多按典系統來設計電流環6。本設計因為 i% 5%且TL/TI =0.000176/0.00455ci ，滿足近似條件。2.3.5.2、忽略反電動勢對電流環影響的條件 (2-8)3(1/TmTl)1/2=3*(1/(0.1

32、27*0.000176)1/2=634.5ci =KI =109.892、小時間常數近似處理條件 (2-9)1/3(1/TsToi)1/2=1/3*(1/(0.0017*0.00285)1/2=151.44ci =109.89按上述參數,電流環可以達到動態指標I%=4.3%5%。2.3.6、電流環的動態性能指標2.3.6.1、頻域指標 電流環的動態結構圖如圖3-2所示,其開環頻率特性為: (2-10)L()=20lgKI-20lg-20lg(1+Ti22) (2-11)()=-90o-tg-1Ti (2-12)()=90o-tg-1Ti (2-13)根據典型I型系統動態跟隨指標和頻域指標的參數

33、的關系,當KITi=0.5時, 阻尼比=0.707，振蕩指標MP=1，截止頻率 ci=KI=74.6因此 ()=-90o-tg-1Ti=-116.6o (ci)=180-()=63.4o2.3.6.2、跟隨性能指標 i%=4.3%1,1=R1C1。靜態放大倍數KP/=Ri/R0，動態放大倍數KP=Ri/R0。2.5.2、系統的靜態結構圖雙閉環調速系統的靜態結構圖如圖3-5所示:圖35 雙閉環調速系統的靜態結構圖其中 KN/=RN/R0速度調節器的靜態放大倍數 KI/=RI/R0電流調節器的靜態放大倍數 KS=Ud/UK=40 =Ufn/n=Ugn/n=0.0053v/rpm =Ufi/Id=8/15=0.342V/A由圖35易得如下方程:Un=Un*-Un,Ui*=KN/Un,Ui=Ui*-Id,Uct=KI/Ui整理后能夠得到系統的靜特性方程為: (2-39)其中 K=KN/KI/KS/Ce系統的開環增益靜態速降為: (2-40)即 ned=1500*0.04/10(1-0.04)=6.25 為系統所能允許的靜態速降。第三章、調速系統性能指標的數字仿真3.1、基于工程設計法的數字仿真3.1