1、高頻鏈逆變電源系統控制算法及MATLAB仿真第1章 緒論1.1 課題背景近年在我們的周圍，正在越來越多的使用各種用電設備，它們或者直接由50Hz交流電供電，或者由交流電變換的各種不同電壓的直流電供電。如果沒有逆變技術現代電力傳動系統就沒有辦法工作，它廣泛的應用在不間斷電源、應急電源和并網發電上，它為新能源轉換成電能提供有力的保障。隨著世界能源危機的到來，節能減排逐漸被提上議事議程。中國在哥本哈根會議第一次以約束性指標的方式宣布，中國在2020年的單位GDP二氧化碳排放量將比2005年下降40%45%。據相關研究估算在2010年我國總的二氧化碳排放量中，電力、熱力的生產和供應業的排放量占到了總量

2、的40.1%。所以極為需要些污染少的能源慢慢取代傳統能源，如風能、太陽能、潮汐能將逐漸取代石油，天然氣等燃料將成為人類使用的主體能源，這樣使電力電子技術越來越受到人們廣泛重視1。另一方面，隨著用電設備的增多，一些涉及到關鍵部門的用電設備，如電信行業、銀行業的計算機、報警裝置，對電源的可靠性和電源質量的要求也越來越高。不間斷供電設備(UPS)應運而生，在國外，計算機供貨商已將UPS隨計算機配套出售。逆變環節是實現UPS的關鍵技術，因此研究逆變技術對不間斷供電起著至關重要的作用2。在航空領域，飛機機載用電設備也越來越多，它們對電源的可靠性和質量的要求更加嚴格。集中式電源系統在可靠性、通用性、維修性

3、等方面已無法完全滿足要求。具有高功率密度、高效率和低成本的分布式電源系統將逐漸替代集中式電源系統，研究通用的新型變流器模塊對構成三相靜止變流器和分布式電源系統極為重要3。逆變電源技術的發展是和電力電子器件的發展聯系在一起的，器件的發展帶動著逆變電源的發展。最初的逆變電源采用晶閘管(SCR)作為逆變器的開關器件，稱為可控硅逆變電源。由于SCR是一種沒有自關斷能力的器件，因此必須通過增加換流電路來強迫關斷SCR，SCR的換流電路限制了逆變電源的進一步發展。隨著半導體制造技術和交流技術的發展，自關斷的電力電子器件脫穎而出，相繼出現了電力晶體管(GTR)、可關斷晶閘管(GTO)、功率場效應晶體管(MO

4、SFET)、絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)等等。自關斷器件在逆變器中的應用大大提高了逆變電源的性能。由于自關斷器件的使用，使得開關頻率得以提高，從而逆變橋輸出電壓比低次諧波的頻率比較高，使輸出濾波器的尺寸得以減小，而且對非線性負載的適應性得以提高4。最初，對于采用全控型器件的逆變電源在控制上普遍采用帶輸出電壓有效值或平均值反饋控制的方法實現的。采用輸出電壓有效值或平均值反饋控制的方法具有結構簡單、容易實現的優點，但存在以下缺點：1. 對非線性負載的適應性不強；2. 死區時間的存在將使PWM波中含有不易濾掉的低次諧波，使輸出電壓波形出現畸變；3. 動態性能不好，負載突變時輸出電壓調整時間長。為了

5、克服單一電壓有效值或平均值反饋控制方法的不足，實時反饋控制技術獲得應用，它是近十年來發展起來的新型電源控制技術，目前仍在不斷地完善和發展之中，實時反饋控制技術的采用使逆變電源的性能有了質的飛躍。實時反饋控制技術多種多樣，主要有以下幾種5：1. 諧波補償控制；2. 無差拍控制；3. 重復控制；4. 滑模變結構控制；5. 單一的電壓瞬時值反饋控制；6. 帶電流內環的電壓瞬時值反饋控制。與直流一直流功率變換不同，逆變器輸出需要接感性負載、容性負載和阻性負載，輸出電壓有可能滯后、超前輸出電流或與輸出電流同相，因而逆變電路需要在V-I平面四象限工作。在I、象限，輸出電壓與輸出電流同向，由直流輸入電源向輸

6、出負載提供能量；在，象限，輸出電壓與輸出電流反向，由輸出負載向直流輸入電源回饋能量。這說明電路四象限工作，實質要求電路具有雙向傳遞能量的能力。逆變電源的種類繁多，可按輸出能量的去向、功率流動的方向、輸入電源的性質、輸出與輸入的電氣隔離、功率電路的拓撲結構、功率電路的器件、占空比的控制方式、控制技術、輸出電壓電平、輸出電壓波形、輸出電壓相數、輸出電壓頻率以及功率開關的工作方式等方面加以分類:無源、有源逆變，單向、雙向逆變，電壓源、電流源逆變，非隔離型、低頻環節、高頻環節逆變，推挽式、半橋式、全橋式逆變，SCR、GTR、GTO、MOSFET、IGBT、混合器件逆變，脈寬調制、脈頻調制逆變、模擬控制

7、、數字控制逆變，二電平、多電平逆變，正弦波、非正弦波逆變，單相、三相、多相逆變，工頻、中頻、高頻逆變，硬開關、軟開關逆變等。其中高頻逆變電源技術運用先進的功率電子器件和高頻逆變技術使傳統的工頻整流電源材料減少80%90%，節能20%30%，動態反應速度提高23個數量級，并向著高頻化、輕量化、模塊化、智能化和大容量化的方向發展。 001.2 高頻鏈逆變技術的概念高頻鏈逆變器是一種靈活多變的拓撲結構，其共同特點是電路結構形式緊湊，功率密度和效率高，響應速度快。另外，系統可以工作在20KHz以上，無音頻噪聲，濾波相對容易，并且功率可達KW級以上。因此，無論在恒壓恒頻(CVCF)領域，還是在調頻調壓(

8、VVVF)領域都有很大實用價值，它是未來繼續研- 2 -究發展的一個重要課題。隨著高頻鏈逆變技術的不斷發展，它的應用范圍日益廣泛。首先，電信、航空航天、軍事等領域，常常要求供電裝置重量輕、體積小、功率密度大和可靠性高；其次，隨著石油、煤和天然氣等礦產能源的不斷消耗以及環境污染等問題，使用蓄電池、太陽能電池等作為能源的混合型電動汽車驅動系統日益成為研究熱點，效率和體積是它的首要考慮因素；另外，在建筑行業，常常使用振動棒進行均勻混合澆注混凝土，這也要求振動棒供電裝置體積小、重量輕、使用安全和可靠性高等；以及UPS技術的日益興起和廣泛應用。考慮到以上各種供電裝置和負載之間都要解決安全與匹配問題，因此

9、常常需要加隔離變壓器。針對上述要求，需要研究具有隔離變壓器的逆變器電路拓撲。高頻鏈逆變技術正是在這種情況下蓬勃發展起來的。與傳統逆變器相比，高頻變壓器具有以下幾點優勢：1. 成功的將變壓器“減負”，使變壓器簡易輕便，并實現輸入與輸出的電氣隔離同時調節電壓的比例，這樣不僅優化了系統而且還提高系統的性能。2. 硬件電路可以實現可靠的四象限工作。3. 實現簡單可靠的自適應換流。高頻鏈逆變技術按照功率的傳輸方向可分為兩大類：單向型和雙向型高頻鏈逆變器；如按照功率變換器的類型，還可分為：電壓源和電流源兩種。現有的高頻鏈逆變器大多屬于電壓源高頻鏈逆變器7。常用高頻鏈逆變器分為以下幾類：1. 雙向電流型(B

10、i-directional Power flow Mod)高頻鏈逆變器圖1-1所示為雙向電流型高頻鏈逆變器電路的拓撲結構。圖1-1 雙向電流型高頻鏈逆變器這種高頻鏈逆變器的拓撲結構以反激變換器為基礎，因此這種逆變器也叫做反激式(Flyback)高頻鏈逆變器8。它主要包括高頻逆變器、高頻變壓器和周波變換器，其中高頻變壓器因其具有電氣隔離、電壓調整和存儲能量的功效，所以省掉了輸出濾波電感。雙向電流型高頻鏈逆變器具有拓撲結構簡潔易懂、能量雙向流動、容易實現控制等優點。通常周波變換器的功率開關管工作在低頻狀態，但當功率從負載向直流電源回饋時，功率開關管工作在高頻狀態，這自然就解決了電壓型高頻鏈逆變器自

11、身固有的電壓過沖問題9。2. 雙向周波電壓型(Vohage Mode)高頻鏈逆變器圖1-2所示為雙向周波電壓型高頻鏈逆變器電路拓撲結構10。從圖中可以看出這種高頻鏈逆變器囊括了高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器和輸出濾波器。該逆變器最大的優點在于經過單級功率變換就可實現逆變過程，而且能量可以單級變換，功率可以雙向流動，還可以實現四象限的工作。同時它也存在著缺陷，比如開關器件較多、電路很難控制，從而降低了系- 3 -統的可靠性。圖1-2 雙向周波電壓型高頻鏈逆變器3. 單向電流型(Unidirectional Power flow Mode)高頻鏈逆變器圖1-3所示為單管單向電流源高頻鏈逆變器電

12、路的拓撲結構11。圖1-3 單相電流型高頻鏈逆變器這種高頻鏈逆變器的拓撲結構及控制方法都很簡單、易行，工作時響應時間短，增加了系統的效率。但是在系統運行時，變壓器冗余嚴重，得不到充分利用。并且高頻鏈逆變器在電流模式狀態下不連續執行工作任務，繼而功率開關管電壓應力增大，導通消耗也很大12。4. 單向電壓型(Current Mede)高頻鏈逆變器圖1-4所示為單向電壓型高頻鏈逆變器電路的拓撲結構13。如圖中所示單向電壓型高頻鏈逆變器是由高頻變壓器、直流濾波器和輸出濾波器組成。而高頻變壓器和直流濾波器包括在DC/DC逆變器中，輸出濾波器包括在PWM逆變器中。通過DC/DC逆變器和PWM逆變器相結合構

13、成單向電壓型高頻鏈逆變器。這樣連接成功實現了電氣隔離和電壓匹配14。這種逆變器具有精簡的拓撲結構，新穎的設計思想且易于實現。在DC/DC變換中可以輸出低頻正弦半波，使得開關電壓不重疊工作，實現了零電壓開關(ZVS)技術，小功率軟開關電源效率可提高到80%85%，增加了系統的利用率。此外，逆變器輸出時的濾波電容很小，從而減少了濾波器的體積15。但是還有些缺點需要克服，如容性或感性負載可以影響輸出電壓波形使其產生畸變、功率也只能單向傳輸等。針對該逆變器的缺點國外學者提出了雙向周波電壓型高頻鏈逆變技術16。圖1-4 單向電壓型高頻鏈逆變器1.3 高頻鏈逆變電源國內外現狀與發展趨勢在20世紀的80年代

14、，日本日立公司研制出了運用高頻鏈逆變技術的UPS電源頻率(20kHz，功率1kW)17。與傳統UPS電源相比，新型電源除去了工頻變壓器和濾波器，使逆變器朝著小型化方向發展。但是新型電源的控制電路以模擬控制電路為主，開關器件以低速器件為主，硬開關為主要的開關技術，逆變器的逆變效率也很低。為了改進高頻鏈逆變技術，美國、韓國等發達國家在這項領域上精心探索，不斷改進逆變電路的拓撲結構、軟開關技術，為研究數字化控制作出了不可磨滅的貢獻18。20世紀70年代末和80年代初逆變電源開始我國初逐步發展，當時國內的電源技術還僅僅停留在試驗教學上，到了20世紀80年代中后期逆變技術才開- 4 -始推廣和應用。目前

15、我國逆變電源的發展仍在起步階段，起初只涉及到了理論、拓撲結構和仿真技術，電路控制仍采用硬開關技術，難以克服變壓器漏感及其分布電感所引起的電壓應力19。如今高頻逆變技術已經有了重大的改進與突破。因采用新型功率器件使開關電源逐步的高頻化，采用功率MOSFET和IGBT使中小型逆變電源的工作頻率達到400kHz(AC/DC)或1MHz(DC/DC)，采用軟開關技術使高頻逆變電源得以實現，而新型功率半導體器件的發展可以有力地推動高頻逆變電源技術的進步20。中電29所于2005年研制了一種基于DSP的高頻鏈逆變電源(功率為1kW)，采用直流環節的高頻鏈結構，并運用先進的移相控制技術。目前正在究高性能的碳

16、化硅功率半導體器件，它的成功將電源產生革命性的影響。另外，平面變壓器、壓電變壓新型電容器等元器件的發展，也將對電源技術的發展起到重要作用。為實現一種高性能的逆變電源，必須提高系統各方面性能，如提高系統穩定狀態下的精度、提高暫態響應速度、提高輸入功率因數。使系統具有高穩定性、高效率、高可靠性和高智能的優點。并且還要降低輸出阻抗和電磁干擾。這些特性對于現代高性能逆變電源都是不可或缺的，并需要加以完善。為使逆變電源實現全數字化、智能化和網絡化的控制，讓逆變電源順應現代發展的需求，將引入一些先進的控制理念應用在逆變電源上。例如利用高性能的DSP實時控制逆變電源的輸出，并計算出PWM輸出值。現代逆變技術

17、具有以下顯著特點：1. 采用了一種高性能的控制策略，增加了系統的可靠性。2. 硬件電路控制靈活，系統升級方便。這樣提高了設備的性能并降低了生產成本。3. 提升了控制系統的兼容性，易于標準化，可以通過軟件編程的方式使產品應用于不同的系統。4. 系統維護方便，出現故障時可以控制系統參數進行在線修改與調試。5. 良好的系統一致性，產品成本低，生產制造方便。6. 容易組成可靠性高的大規模逆變電源并聯運行系統，增加了系統的可靠性，并降低系統的冗余度。像模型參考自適應控制、神經網絡控制、滑模變結構控制、專家系統控制等新的電力電子的控制方式也隨之走進了現代控制領域。傳統的控制方式依賴模型的精確度，因此控制方

18、式不夠靈活。控制電路的參數是非線性變化的而且經常的處于變化過程中，這樣會帶來很嚴重的后果，為了克服這種缺陷可進行一些自適應控制方式，而在線辨識系統參數和滑膜變結構控制都可以實現自適應控制21。另外，為獲得更多的系統實時信息可采用預測模型、滾動優化、反饋校正和多步預測的預測控制的方式，從而可以提高控制系統的健壯性，并且控制的結果也可以得到很好的改善。而且若想有效的提高模型的精度，還可以同時運用預測控制技術與自校正技術，這樣還能夠大大降低在預測模型輸出時產生的誤差，增強系統的控制能力。- 5 -1.4 本文研究內容本論文從控制策略、主電路的參數設計和控制電路的參數設計入手，對單向電壓型高頻鏈逆變電

19、源展開研究，并利用MATLAB進行波形仿真，從而證明本文所提出的控制算法對改善高頻鏈逆變電源的性能的合理性。本文以高頻鏈逆變電源控制技術作為研究課題，在以下方面進行了研究：1. 通過查閱大量文獻，簡要回顧高頻鏈逆變技術的產生和發展現狀，對高頻鏈逆變技術的概念進行論述，并對傳統逆變系統和幾種當前流行的高頻鏈逆變系統進行比較分析。主要包括系統的組成、結構、工作原理、控制策略以及優缺點。2. 對單向電壓型高頻鏈逆變電源進行分析，闡明逆變電源建立數學模型的方法和理論基礎，并討論如何為單向電壓型高頻鏈逆變電源進行建模。采用狀態空間模型的方法建立狀態空間模型，通過建模可以對系統進行定性分析。3. 對單相電

20、壓型高頻鏈逆變電源基本理論和特性進行研究，將理論方面的研究作為重點。對SPWM正弦脈寬調制策略進行詳細的研究，利用極點配置的方法，進行了雙閉環PID控制器的設計。4. 應用MATLAB/SIMULINK建立高頻鏈逆變電源系統的仿真模型。對此電路拓撲進行仿真，分析各采樣點的輸出波形并加以改進在仿真層面上證明該方案的可行性。- 6 -第2章 高頻鏈逆變電源控制策略分析2.1 關于高頻鏈逆變技術的研究根據電機學中變壓器的有關知識-4ìïE1=4KffN1BmSe´10í-4ïîE2=4KffN2BmSe´10(2-1)式(2-1)

21、中，E1是初級自感電動勢；E2是次級互感電動勢；Kf是電壓波形因數，對于正弦波，Kf=1.11，對于方波，Kf=1；f是交流電源頻率；N1是初級繞組匝數；N2是次級繞組匝數；Bm是磁感應強度；Se是鐵心有效截面積。以上所有參數的單位(除Se外)均為國際標準單位，Se在式中的單位是。那么，在電壓和電流不變的條件下，變壓器的繞組匝數與工作頻率成反比，頻率越高，一次和二次側的匝數就越少，所需的窗口面積也小了，從而可以選用較小的鐵心。因此通過提高變壓器工作頻率可以使變壓器體積和重量顯著降低。正是基于以上原因，20世紀70年代末國外就開始在正弦波逆變器中應用高頻鏈技術，主要有以下幾類方法：1. 由于在D

22、C/DC變換器中實現高頻化要比在正弦波逆變器中容易得多，而且開關管的工作條件也使得軟開關技術非常方便實現，所以在逆變器設計中增加一級DC/DC功率環節，非常容易實現變壓器高頻傳輸且開關管無開關損耗。因此稱之為DC/DC/AC方法，其功率流動框圖如圖2-1所示。cm2圖2-1 DC/DC/AC功率流動框圖2. 仍然采用兩個功率環節，在第一個功率環節進行高頻逆變，將直流電壓變換為高頻(準)正弦波，再由高頻變壓器隔離，調整到合適的電壓等級后送到次級的第二個功率環節周波變換器。AC/AC變換到需要的輸出頻率，經過濾波得到純正的正弦波。因此稱之為DC/AC/AC方法，其功率流動框圖如圖2-2所示。圖2-

23、2 DC/DC/AC功率流動框圖以上兩類方法優點是有專用的PWM控制芯片可用，實現方便。缺點是電路拓撲結構復雜，可靠性下降，成本較高。而且方法2周波變換器工作在硬開關狀態，開關損耗大，限制了開關器件的工作頻率。并且，這兩種方法都只能實現能量的單向流動。3. 正弦脈沖脈位(SPWM)控制策略，該方法又有三種方式：- 7 -(1). 前級高頻逆變采用移相SPWM控制策略，直流側逆變橋的開關管可實現部分條件下的軟開關，周波變換器開關管始終工作在同步的高頻開關狀態；(2). 雙級型移相SPWM控制策略，前級逆變器采用雙級型PWM控制，高頻變壓器傳遞占空比為0.5的高頻交流脈沖方波，周波變換器工作在高頻

24、狀態，實現移相調壓控制；(3). 與方式1基本相同，只是周波變換器開關管的驅動脈沖為低頻和高頻脈沖的混合，在保留(1)所有優點的基礎上，可極大減小周波變換器的開關損耗，提高逆變器的變換效率和可靠性。(1)、(2)、(3)三種方式沒有本質區別，都是由前級高頻逆變加周波變換器組成，結構簡單，可靠性高。且都能實現雙向功率流動。缺點是目前沒有專用的控制芯片，需要多個PWM控制芯片協同工作，或采用DSP進行控制。使得系統控制復雜，增加成本。需要強調的是，所謂功率雙向流動是當逆變器帶感性和容性負載時，有能量反饋的過程。在此過程中，高頻變壓器原、副邊開關管工作狀態與逆變輸出時相反，副邊開關管工作在高頻斬波狀

25、態，而原邊開關管工作在低頻狀態，從而實現能量向直流電源端回流。當然，逆變器的能量回流模式必須另有相應的軟件和硬件與之對應。2.2 單向電壓型高頻鏈逆變電源主電路拓撲結構及工作原理通過第一章對背景和國內外研究狀況的介紹，并結合電力系統的實際情況，同時考慮性能、體積、成本等因素，可將單向電壓型高頻鏈逆變電源系統設計成如2-3所示的框圖。逆變電源首先由48V直流電(一般風能、光能發電都很低)升壓到311V。直流電經過IGBT橋逆變成高頻低壓交流電，經過高頻變壓器提升電壓。其中直流升壓部分應用高頻鏈軟開關技術，使以前龐大的工頻變壓器變為高頻變壓器。他不但可以降低噪聲而且大大的減小了電源的體積。升壓后經

26、高頻整流橋整流成直流電(此時電壓為饅頭波)，通過L1，Cd濾波成平滑的直流電。311V直流電通過VT5VT8逆變橋，逆變為220V/50Hz交流電，經L2，C2濾除雜波生成電壓可供負載使用。以TMS320F2812為核心控制器件，對輸出電壓、電流進行檢測并對電路提供驅動信號。圖2-3 單向電壓型高頻鏈逆變電源電路圖電路的結構主要包括：UDC的直流輸入，兩組由4個IGBT組成的高頻逆變器，提升電壓的高頻變壓器，4個二極管組成的整流橋以及輸入、輸出濾波電路。其中DSP為系統提供SPWM波的觸發信號，并檢測輸出的電壓、電流進行PID雙閉環反饋。這種結構可以實現單向功率流動、三級功率變換，這種方法可以

27、提升逆變器的轉換效率，并實現電氣隔離，可以得到理想的電壓波形。- 8 -根據實際系統的需要，設定具體的參數如下：輸入直流電壓：額定時Uin=48V；開關頻率：fs=10kHz；最大占空比為：49.5%；額定輸出電壓：U0=220V；輸出功率：p0=3300W；功率因數：cosj=0.8；額定頻率：f=50Hz；變壓器的變比：N=8；輸出電感：L=1.5 mH；輸出濾波電容：C=380F；所期望的系統阻尼比：xr=0.8；所期望的自然頻率：wr=1000。1. 系統主電路系統的主電路主要由IGBT、高頻變壓器、濾波電容、濾波電感、高頻二極管組成。主電路主要包括兩部分，一部分直流-直流模塊，一部分

28、是直流-交流模塊。IGBT是逆變電源的核心器件，IGBT是由MOSFET和GTR復合而成的，保護電路主要是柵源過電壓保護、浪涌電壓的保護、過流保護，驅動電路由美國IR公司的IR2110。高頻逆變器用來提升電壓并可以實現電氣隔離的效果。高頻二極管和濾波電路用來實現高頻電壓的整流。LC濾波器在逆變橋后接入，可以濾過高次諧波。可以得到平滑的正弦波供負載使用。2. 控制電路在滿足系統要求的條件下，本系統應用TMS320F2812為核心控制電路，其主要作用是為IGBT提供觸發信號，并且通過A/D轉換器采集電壓、電流信號通過對IGBT觸發信號的調整來實現雙閉環的PID控制。在控制電路部分首先設計了電源系統

29、。其中分兩部分，其一是為IGBT驅動電路和電壓、電流、溫度檢測電路提供電壓。另一部分是應用TPS767D301為DSP提供3.3V、1.8V電壓，供TMS320F2812正常運行。2.3 逆變電源控制策略的發展及選取早期的逆變電源，無論是交-交逆變電源還是交-直-交逆變電源，其中的逆變功率元件主要由快速晶閘管組成。通過調節整流管導通角的大小改變直流環電壓，最終實現逆變電源的恒壓、恒頻輸出。這種電源結構有兩個明顯的缺點：一是關斷晶閘管必須另外加電感、電容或輔助開關器件組成的強迫換流電路，因而電路控制結構復雜，整機體積重量- 9 -大，效率低；二是這種電路主要立足于分離元件的控制，工作頻率的提高也

30、受到限制。隨著以IGBT為代表的高性能電力電子器件的發展，與之相適應的逆變電源結構及控制技術也應運而生。脈寬調制方法具有在一個功率級內同時實現調頻、調壓以及調節速度快等優點，因而在逆變電源控制中得以廣泛應用。PWM控制技術雖然有開關頻率高造成開關損耗的缺點，但是這一缺點由于功率開關器件性能的不斷提高能夠得以逐漸克服。大多數的高精度逆變電源都是工頻交流輸入、高頻交流輸出，其靜止電力電子電源結構形式一般都是采用不可控整流橋將輸入交流電整成直流電(即AC/DC變換)，再將該直流電用PWM調制技術和H橋或三相橋逆變成單相或三相高頻交流電。輸出電源品質不僅僅取決于所用的PWM調制技術，還取決于所采用的調

31、節策略。在控制策略方式上，逆變電源控制從最早的開環控制發展到輸出電壓瞬時值反饋控制，由模擬控制逐漸發展到了數字控制，從而大幅度提高了電源系統的性能。早期的高頻電源的閉環控制器是由模擬電路來完成的。但由于模擬電路的零漂和穩定性，使輸出電壓的調節精度和穩定性受到限制。隨著微電子技術和超大規模集成電路的發展，以及單片機和DSP的出現使輸出電壓的閉環調節實現數字化。數字閉環控制器精度提高，克服了模擬電路零漂的影響，可以明顯提高電源的精度和穩定度。特別是16位和32位DSP芯片的出現，一片DSP芯片即可完成PWM信號及閉環控制的計算，同時還可以對電源狀態進行監控和故障處理。目前國內外研究得比較多的主要有

32、PI控制、PID控制、無差拍控制、狀態反饋控制、重復控制、滑模變結構控制、模糊控制以及神經網絡控制等。早期的逆變電源，只需要其輸出不間斷電，穩壓、穩頻即可，然而，今天的逆變電源除這些要求外，還必須環保無污染，即綠色環保逆變電源。同時隨著網絡技術的發展，對逆變電源的網絡功能也提出了更高的要求。逆變電源的高性能主要體現在以下幾個方面： 1. 快速的動態響應，穩態精度高； 2. 穩定性高，效率高，可靠性高；3. 輸出電壓諧波含量低；4. 低的電磁干擾； 5. 智能化；6. 完善的網絡功能。所以我們必須使用更高級的控制策略，來實現以上高性能的指標。逆變電源的系統分為開環控制系統和閉環控制系統。由于開環

33、控制系統的輸出在電網電壓和負載變化時無穩定作用，控制效果不理想，一般只適合用于小功率、波形質量要求低的場合。對于波形要求高、大功率場合，一般都得采用閉環控制系統。最常見的是輸出電壓PID控制系統，即電壓單閉環控制系統。但是負載發生變化時，特別是負載為非線性負載時，電壓單閉環控制系統的動態性能差，PID參數不易整定。為了進一步改善系統性能，把電感電流引入控制系統，這樣電感電流和輸出電壓一起構成雙閉環控制系統。通過采樣電感電流和輸出電壓，用外環電壓誤差控制信號去控制電流，通過電流的調節使輸出電壓跟蹤參考電壓值，從而- 10 -提高系統的動態性能。雙閉環控制系統有著很多特點，它可以減少內環對象的等效

34、時間常數；提高系統的工作頻率；抑制進入內環回路的擾動；適應負載的變化。在雙閉環控制系統中，外環回路是定值控制系統，內環回路是隨動控制系統，外環調節器可以按照負載變化相應地調整內環調節器的給定值，使系統仍具有較好的品質。所以雙閉環控制系統對變化的負載有著較強的適應能力，系統的穩態性能和動態性能都比較好。雖然電壓單閉環控制系統比電壓電流雙閉環控制系統要簡單，容易實現，但是傳統的單閉環輸出電壓反饋調節，其動態性能及負載為非線性的時候對系統的擾動很大，電壓電流雙閉環控制系統的性能要比它好，有著更強的動態性能和穩定性能。鑒于此，針對單相電壓型高頻鏈逆變電源，為了增大系統的穩定性，實現良好的抗擾動能力，本

35、文采用電壓電流雙閉環控制。本文的第三章將利用極點配置的方法，重點進行雙閉環PID控制器的設計。雙閉環PID控制系統是工業控制系統的經典結構，和單環PID控制系統相比，其動態響應速度更快，更有利于系統靜態誤差地消除，系統更加穩定、可靠。由于在控制系統性能指標和控制參數之間建立了直接的量化關系，所以該方法要比常規試湊的雙環設計方法要簡便，而且控制性能更加優越。2.4 單向電壓型高頻鏈逆變電源數學模型通過對系統的建模，我們可以理性的分析電路的最佳特性，進而確定參數使得我們設計的系統符合實際要求。為了對系統建模我們先要對系統電路進行簡化，可以省略控制電路、采樣電路和保護電路。直流生壓模塊可以簡化為電壓

36、源，其中UDC=N×Vd，逆變部分可以化簡為圖2-4形式。其中4個IGBT 為逆變橋，r為系統等效內阻，LC為主電路中的濾波電路，il為經過電感的電流，ic為經過電容C2的電流。輸出電壓為U0，RL為負載阻抗。圖2-4 單向電壓型高頻鏈逆變電源等效電路由克希荷夫定理(流入一點的電流和流出這點的電流相等)可得公式(2-2)，(2-3)。式(2-2)為通過電感的電流等于通過濾波電路電容得電流和負載電流之和。式(2-3)為電感兩端電壓為SPWM逆變橋輸出電壓、內阻電壓降、輸出電壓之差。du0dtdildt×C=ic-i0 (2-2) (2-3) ×L=UI-ril-U0

37、&=AX+Bu，y=CX+D的形式。通過通過對系統建立的模型，可以寫成x對式(2-2)、(2-3)的轉化得：- 11 -édu0êdtêdiê1ëdtùéúê0ú=ê1úêûëLy=11ùé1ùé0ùuúéù-ú0Cê1êú+u+Ci0 1úrúêiêú-ú&#

38、235;1ûêëLúûë0ûLûéu0ù0êú ëi1û(2-4)(2-5)式中u1=Ud´msinwt，其中ud=N×VDC，N為高頻變壓器的變比，VDC為直流電源電壓。圖2-5是調制波與載波交截的示意圖，Ts為開關周期，vr和vt分別為調制波和載波，Ton是一個開關周期中Q1和Q4同時導通的時間，則占空比D=Ton/Ts。由于開關頻率為50KHz，遠遠大于調制波的頻率50Hz，所以可以把一個開關周期內的調制波vr的幅值看成是不變的，

39、這樣就可以把交流電壓的建模簡化為直流電壓的建模，用直流變換器的建模方法來建立逆變器的小信號模型。下面按照狀態空間平均法建模。圖2-5 單極性調制逆變器的調制波與載波交截示意圖設d開關周期內的占空比，d'=1-d，則一個開關周期內B=dB1+d'B2，其中B1=éë1/Lf0ùûT，B2=00。所以可得狀態空間平均法建的模型：ìdxï=Ax+dB1Vdcdtíïy=CTxîT(2-6)一個開關周期內d=D是定值，所以其穩態方程為：ìAX+DB1Vdc=0íTy=CX

40、38;(2-7)解得其穩態值為：ìX=-A-1DB1VdcíT-1îy=-CADB1Vdc(2-8)給狀態空間平均方程加入擾動，即ìd=D+dïïíx=X+xïïy=Y+yî(2-9)- 12 -可得：ìdæöïdtçX+x÷=Ax+Ax+DB1Vdc+B1VdcdøíèïTTY+y=CX+Cxî(2-10)由式(2-7)-(2-10)得：ìdxïï=Ax+

41、B1VdcddtíïTïîy=Cx(2-11)該方程是描述加有擾動后逆變器的動態行為的狀態方程。也是描述逆變器動態低頻小信號行為的狀態空間平均方程。它是一個線性非時變方程，所以可以通過這個方程求得變換器的動態低頻小信號特性，如輸出對占空比d控制的傳遞函數。式（2-11）的s域方程為：ìïsx(s)=Ax(s)+B1Vdcd(s)íTïy(s)=Cx(s)î(2-12)解得：-1ìïx(s)=(SI-A)B1Vdcd(s)í-1ïy(s)=CT(SI-A)BVd(s)

42、1dcî(2-13)整理得：1ùés+êCfRLdúVdcêúúLfê1êúCy(s)fëû=112d(s)s+s+CfRLdCfLfT(2-14)ù上式為逆變器的小信號模型，式中y=éëiLfv0û。小信號模型的最終建立為系統分析和設計提供了很大的方便。本文利用小信號模型分析系統的穩定性和動態響應，并根據分析結果選擇合適的變量在合適的參數下設計性能較好的閉環系統。式(2-14)的小信號模型包括了輸出電壓v0對于占空比d(s)

43、的傳遞函數和濾波電感的電流iLf對于占空比d(s)的傳遞函數。這些變量都可以建立閉環系統。由這些變量建立的控制系統類型有電壓單閉環控制系統和電壓電流雙閉環- 13 -控制系統。它們的穩定性和動態性能并不相同，所以需要通過認真分析它們的差異，選擇合適變量建立一個穩定性好、動態響應快的系統。2.5 本章小結本章對單向電壓型高頻鏈逆變電源進行分析，闡述了逆變電源控制策略的發展現狀，針對高頻鏈逆變電源選擇合適的控制策略，并討論如何為單向電壓型高頻鏈逆變電源進行建模。首先對逆變電源的主電路進行分析，并設定具體的系統參數以便后續工作的順利進行。闡明逆變電源建立數學模型的方法和理論基礎，通過對電子電路的分析

44、，采用狀態空間模型的方法建立了狀態空間模型，通過對系統的建模可以進行定性分析。- 14 -第3章 高頻鏈逆變電源的控制算法設計3.1 SPWM控制策略脈寬調制在逆變電路中應用廣泛，TMS320F2812可以直接產生PWM波形。PWM是通過改變輸出方波的占空比來改變等效的輸出電壓，SPWM是在PWM基礎上改進的。其改進了脈沖調制方式，脈沖寬度時間占空比按正弦規率排列，這樣輸出波形經過適當的濾波可以做到正弦波輸出。SPWM按其調制方式和輸出波形特點可以分成多種形式，本文應用交流環節高頻鏈結構選擇并實現一種SPWM波，使逆變電源輸出的諧波分量盡可能地降低，效率盡可能提高22。圖3-1 自然采樣法自然

45、采樣法是利用正弦參考波和三角調制波的自然交點來控制功率器件的通斷，如圖3-1所示。設三角波幅值為UCM，正弦波幅值為URM，則正弦波可以表示為：ur(t)=URMsinwt (3-1)由三角波形可求脈寬：T=TcUCM+URMsinwtA2Tc21+M22UCM+TcUCM+URMsinwtB22UCM (sinwtA+sinwtB) (3-2)其中M為調制比M=URMUCM即正弦參考波和三角調制波的幅值之比。規則采樣法是對自然采樣法進行進一步近似和簡化。與自然采樣法在交點處采樣相比，規則采樣法是在三角波負峰值時采樣。可以根據相似三角形性質來求脈寬：T=TcUCM+URMsinwtC2=Tc2

46、1+2UCMM2´2 (3-3) (1+sinwtC)這種方法脈沖對稱且Tc是確定的，雖然這種計算方法帶來了誤差，但相比自然采樣法計算量卻大大降低。- 15 -SPWM(Sinusoidal PWM)是一種正弦脈寬調制法。當載波一般為(三角波或鋸齒波)與調制波(正弦波)交匯時可以得到一組脈沖序列，其幅值相等，寬度與載波和調制波的關系有關(當調制波大于載波時，矩形脈沖值為正；當調制波小于載波時，脈沖值為零)，用這種序列來等效調制波，通過對開關管的控制來實現直流到交流的轉換。實現SPWM正弦脈沖調試要滿足以下兩點：1. 必須實時地計算調制波(正弦波)和載波(三角波)的所有交點的時間坐標，

47、根據計算結果，有序地向逆變橋中各逆變器件發出“通”和“斷”的動作指令。2. 調節頻率時，一方面，調制波與載波的周期要同時改變；另一方面，調制波的振幅要隨頻率而變，而載波的振幅則不變，所以，每次調節后，所膠點的時間坐標都必須重新計算。這是電壓、電流雙閉環負反饋的關鍵。應用DSP來實現SPWM正弦波形的調試可以為單極性也可以為雙極性。在輸出電壓方面，單極性的正弦波脈寬調試沒有極性的交替，矩形脈沖序列由I/O口輸出，輸出電壓在0+3.3V之間變化，通過濾波器可以濾除大部分的諧波。雙極性脈寬調試輸出電壓在-3.3V+3.3V之間變化，輸出電壓幅值增大，不利于濾波電路濾波，并且在脈沖電路出發IGBT時容

48、易造成互補的兩對產生誤導同，容易燒毀開關管。在時間延時方面，開關管的開通和關斷要有一定的延遲時間，雙極性調制方法對開關管的實時性要求高，輸出波形不利于濾波。單極性半個周期才會產生一定的延遲(正弦波接近半個周期時幅值近似為零)，輸出的正弦波有利于濾波。如圖3-2為單極性正弦脈寬波形調試，其載波為三角波。圖3-2 SPWM正弦脈寬調制法以上我們論述了正弦脈寬調試法在逆變電路中的應用，以下我們從理論上通過對二級雙極性SPWM諧波的分析，證明正弦脈寬調試法在高頻鏈逆變電路中可以消除諧波，當頻率越高，濾波的效果越好。通過對自然采樣法和規則采樣法的分析我們先建立載波和調制波的模型。三角波可以用連個直線的方

49、程來表示出來，根據規則采樣可得式(3-4)。兩個直線的斜率為±2UCp，直線方程的初始值為±2UC和-2UC。通過對式(3-4)的整理TcUCM+URMsinwtC2=Tc21+可以得到式(3-5)。 T=2UCMM2´2 (3-4) (1+sinwtC)- 16 -2UCì-(wt-2pk-p)+UC,2kp+p£wCt£2kp+2pCïpï2UCïuC=í(wCt-2pk),2kp£wCt£2kp+ppïk=0,1,2Lïïî(3-

50、5)調制波方程為：US=USsin(wSt-j)(3-6)其中USUC=M£1，M為調制率；wCwS=N>>1，N為載數比。通過式(3-5)、(3-6)可得采樣點a的方程為：USsin(wC-j)=-(wCt-2kp-p)2UCp+UC(3-7)當X=wCt，Y=wSt-j時X=2p(k+1)-b點的方程為：X=2pk+p2(1+MsinY)p2(1+sinY)。通過對a點和b點的方程，我們可以推算出SPWM的時間函數uL為：ìpì³2p(k+1)-(1+MsinY)ïï2ïE,Xípï

51、39;<2pk+(1+MsinY)ï2î=í k=0,1,2L (3-8) pìï³2pk+(1+MsinY)ï2ï-E,Xípïï<2p(k+1)-(1+MsinY)ï2îîuL其中E為直流電源輸入電壓。在逆變電路中由DSP的I/O口輸出，通過放大電路為開關管提供觸發信號。設m為相對載波的諧波次數，n為相對調制波的諧波系數，則uL可以表示為：uL=12¥¥0n¥mnA00+å(An=1¥cos

52、nY+B0nsinnY)+å(Am=1m0cosmX+B0nsinmX)+ååAn=1m=1cos(mX+nY)+Bmnsin(mX+nY)(3-9)在式中：Amn+jBmn=2(2p)2òpòp-ppuLej(mX+nY)dXdY帶入（3-8）式，可以得到式（3-10）。- 17 -Amn+jBmn=+2E(2p)22E(2p)e2òpòp-2p2p(k+1)-(k-12)p2(1+MsinY)ej(mX+nY)dXdYej(mX+nY)òpòp-2p2pk+p2(1+MsinY)j(mX+nY)(k+

53、1)-p2dXdY-2E(2p)2(1+MsinY)òpòp-p2p(k+12)2k+p2dXdY(1+MsinY)(3-10)當ejm2kp=ejm2(k+1)p=1時，Amn+jBmn=Ejm(2p)=-mp2òp-p2ejm2kp+p2(1+MsinY)-2ep2jm2(k+1)p-p2(1+MsinY)ejmYdYjE2òp-pejmp2(1+MsinY)-e-jm(1+MsinY)ejnYdY(3-11)由貝塞爾方程(-1)2=ejnp得：Amn+jBmn=-2jEmpJn(mMp2)(-1)enjmp2-ep2-jmp2)=-2jEmp22j

54、EmMpm+nnpnp=-Jn()sin(p)(cos+jsin) (3-12)mp2222Jn(mMp)(ejnpejmp2-e-jm)如果m=0，n=0時，有A00+jB00=0。 當m=0時，帶入（3-12）式有：A0n+jB0n=E2p2òp-p2pMsinYejnYdY=MEpòpsin-pY(cosnY+jsinnY)dY=jMEpòpsin-pY×sinnYdY (3-13)當n=1，A0n+jB0n=jME，B01=ME，A01=0。如果n¹1，則A0n+jB0n=0，說明在SPWM波形中不存在諧波分量。當n=0時，方程(3-1

55、2)為：Am0+jBm0=4Emp4EmpJn(mMp2mMp2)sin(mp2) (3-13)Bm0=0 Am0=(3-14)Jn()sin(mp2) (3-15)當m=1,3,5,L時，Am0=0，說明脈沖寬度中不存在諧波分量。 當m¹1,3,5,L時，Am0=4EmpJn(mMp2)sin(mp2)m為未知量，由式（3-12）得：- 18 -Amn=4Emp4EJn(mMp2mMp)sin(m+n2m+np)cos(m2mp) (3-16)Bmn=mp4EJn(2)sin(2m+n2p)cos(2m2p) (3-17)當m=1,3,5,L和n=±2,±4,&

56、#177;6L時，mp2當m¹1,3,5,L和n¹±2,±4,±6L時，Amn=Jn(mMp)sin(p)cos(p) (3-18)Amn=0，Bmn=4EmpJn(mMp2)sin(m+n2p)cos(n2p) (3-19)把A00、B00、A0n、B0n、Am0、Bm0等帶入式（3-1）中，得到SPWM表達式為：uL=MEsin(wSt-j)+Jn(mMpm4E¥p)åm=1,3,5,LJn(mMpm)sinmp2cos(mNwSt)+4E¥±¥pååsin(m+n2)c

57、os(mN+n)wSt-nj-np2 (3-20)n=1,2,Lm=1,2,L通過對正弦脈寬的推導得到式(3-20)，式中uL與M調制、N載數比有著密切的關系。載波為三角波的雙極性SPWM的輸出脈寬由基波、載波、諧波構成。其中載波的大小和M有關，諧波的頻率和N有關。通過對M的調整可以改變輸出，當N很大時，由于諧振的頻率很高，LC濾波器容易濾波。圖3-3 SPWM正弦脈寬調制法上文通過對正弦脈寬調試的分析，得到脈寬方程，接下來我們對單向電壓型高頻鏈逆變器中的IGBT的觸發脈沖進行設計。應用TMS320F2812對IGBT發送出發脈沖，設正選波的周期為T，三角波的載數比為N，則采樣點為：ti=TN

58、i i=1,2,3,LN (3-21)設調制波信號為：ur=msinwrt (3-22)式中m=URMUCM為調制度，調制度一般大于零小于1；wr=正弦調制信號頻率。由相似三角形可得：- 19 -1msinwrteTC=d(3-23) 2從而可得正弦波脈寬為：d=TCmsinwrte (3-24)根據式（3-24）可得第一個脈寬的占空比為：D1=msin(1´2pN) (3-25) =TCmsin觸發功率開關管V1、V2開通的脈沖寬度都等于則觸發功率開關管的脈沖波的占空比為：d2wrtC2。1´2pd1=msin(2) (3-26)一個正弦周期0.025，三角載波頻率為40

59、kHz，其中DSP的采樣點個數為：N=0.02´101403=800 (3-27)這里IGBT的驅動信號占空比為49.5%的互補信號，占空比一定要有為防止電路的誤導通。通過對TMS320F2812的軟件編程可以在中斷服務器中對脈寬表的檢索獲取本周期的脈寬并在該載波周期中從對應的PWM引腳輸出脈寬。在一個控制周期中它是電壓、電流雙閉環控制模塊預先算好并存在RAM中對應位置，由SPWM信號發生模塊進行檢索。3.2 開環特性由式(2-3)、(2-4)可推導出系統在雙輸入(參考信號和擾動信號)作用時，éê0A=ê1êëL1ùCúrú-úLûéê0，B=ê1ê-ëL1ùC