1、摘 要電源是各種電子設備的核心，它有如人體的心臟，是所有電類設備的動力。現代開關穩壓電源廣泛用于直流電源，交流電源，醫療和照明電源，雷達高壓電源，音響和視頻電源等。本文設計的逆變電源屬于交流電源(AC-DC-AC逆變)，采用電壓反饋控制。其主電路采用的是Boost電路和全橋電路的組合。控制電路采用了2片集成脈寬調制電路芯片，一片用來產生PWM波，另一片與正弦函數發生芯片做適當的連接來產生SPWM波，集成芯片比分立元器件控制電路具有更簡單，更可靠的特點和易于調試的優點。本文詳細的分析了該逆變電源的工作過程，并推導了重要公式。最后對該逆變電源進行了計算機仿真和樣機實驗，驗證了其可行性和有效性。關鍵

2、詞：逆變器 正弦脈寬調制 場效應管ABSTRACTPower is the core of all kinds of electronic equipment, it is like the human heart, all electrical equipment is the driving force. Steady voltage power supply of modern switching has been applied in the following aspects widely. They are DC power supply，AC power supply， powe

3、r supply of medical treatment and lighting，high voltage power supply of radar，power supply of sound and video frequency and so on. Single-Phase Sinusoidal Pulse Width Modulation Inverter Power Supply in this paper belongs to AC power supply (AC-DC-AC convert). Control mode adopts feedback of voltage

4、 control. The main circuit is made up of compounding of boost and the full-bridge circuit. The control circuit adopts two chips of integrated pulse width modulation. One produces PWM waveform. The other connects chip of producing sinusoidal signal properly which brings SPWM waveform. integrated chip

5、 is more simple，reliable and laboratorial than discrete component.The operation of inverter power supply is thoroughly analyzed and some important formulas are deduced. Finally，the principle of operation are illustrated and verified on emulation and experimental results.Key words : inverter SPWM MOS

6、FET- 31 -目 錄第一章 緒 論11.1電源技術概述11.2逆變電源結構及控制技術的發展及現狀11.3選題的意義31.4主要內容和章節安排3第二章 PWM波形工作原理42.1 PWM波形的基本原理42.2 PWM型逆變電路的控制方式62.3 SPWM波形的生成方法7第三章 單相正弦脈寬調制逆變電源的設計83.1 系統組成83.2 構成主電路的變換器介紹83.3 主電路工作原理113.4 控制電路工作原理11第四章 計算機仿真工具、電路及結果194.1 電路仿真及計算機設計工具194.2 仿真電路、元件、參數及程序19結 論27參考文獻28致 謝29第一章 緒 論1.1電源技術概述隨著電子

7、技術的高速發展，電子系統的應用領域越來越廣泛，電子設備的種類也越來越多，電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而任何現代電子設備不可缺少的重要組成部分就是可靠、優質的電源。當代社會出現的許多高新技術都與市電的電壓、電流、頻率、相位和波形等基本參數的變換和控制密切相關，電源技術能夠實現對這些參數的精確控制和高效率的處理，特別是能夠實現大功率電能的頻率變換，從而為多項高新技術的發展提供有力的支持。因此，電源技術不但本身是一項高新技術，而且還是其他多項高新技術的發展基礎。電源技術及其產業的進一步發展必將為大幅度節約電能、降低材料消耗以及提高生產效率提供重要的手段，并為現代生產和現代生活帶來深遠的

8、影響。1969年誕生的逆變電源與傳統的電源設備相比，可靠性高、穩定度好、調節特性優良，而且體積小，重量輕，功耗低，在電子和電氣領域得到了極其廣泛的應用。逆變電源運用先進的功率電子器件和高頻逆變技術，使傳統的工頻整流電源材料減少80%-90%，節能20%-30%，動態反應速度提高2-3個數量級，并向著高頻化、輕量化、模塊化、智能化和大容量化的方向發展。許多行業的用電設備并不直接使用電網提供的交流電作為電源，而是通過各種形式對電網交流電進行變換，得到各自所需要的電能形式。并且，一些重要的用電部門和用電設備對供電質量的要求越來越高：電壓、頻率、波形準確完好，動態性能良好，不能受到電網的任何干擾。1.

9、2逆變電源結構及控制技術的發展及現狀隨著各行各業控制技術的發展和對操作性能要求的提高，許多行業的用電設備都不是直接使用通用交流電網提供的交流電作為電能源，而是通過各種形式對其進行變換，從而獲取各自所需的電能形式。這些供電電源輸出的幅值、頻率、穩定度及變化方式因用電設備的不同而不盡相同，如通信電源、汽車電源、電弧焊電源、電動機變頻調速器、加熱電源、化工電源、綠色照明電源、不間斷電源、醫用電源、充電器等，它們所使用的電能都是通過整流和逆變組合電路對原始電能進行變換后得到的。因此，逆變技術在經歷了傳統到現代的轉化后，勢必會為各行各業提供更優質的電能形式。現代逆變技術主要包括三部分：半導體功率集成器件

10、及其應用、功率變換電路和逆變控制技術。因此，在具備高性能的開關器件的前提下，通過研究與之相適應的電路拓撲結構和開關控制方式，便能構造出性能優良的變流裝置。1.2.1恒頻、恒壓逆變電源結構形式的演變以快速晶閘管技術設計的逆變電源結構早期的逆變電源，無論是交-交逆變電源還是交-直-交逆變電源，其中的逆變橋功率元件主要由快速晶閘管組成。當負載變化時，通過調節整流管導通角的大小，改變直流環電壓，最終實現逆變電源的恒頻、恒壓輸出。但是，這種電源結構有明顯的缺點：關斷晶閘管必須另外加裝電感、電容或輔助開關器件組成的強迫換流電路，所以使得電路的控制機構復雜化，整機體積重量加大，效率降低；由于這種電源由分離元

11、件控制，工作頻率的提高受到限制。以IGBT設計的逆變電源結構隨著以IGBT為典型代表的高性能電子器件的發展，與之相適應的逆變電源結構及控制技術也出現了。脈寬調制(即PWM控制)方法具有在一個功率級內同時實現調頻、調壓以及調節速度快等優點，在逆變電源控制中得到廣泛的應用。PWM控制技術的應用，實現了逆變電源的恒頻、恒壓輸出。但是，這種技術有開關頻率高造成開關損耗大的缺點。這一缺點可以通過功率開關器件性能的不斷提高來克服。有源鉗位逆變電源結構隨著軟開關控制技術的興起，不僅解決了硬開關工作過程中存在的開通和關斷時的能量損耗問題，而且也使逆變電源的拓撲結構發生了重大變化。利用諧振元件Lr，Cr以及諧振

12、控制開關Sr的協同工作，在逆變器輸入的直流電壓電路中產生諧振，從而把輸入的直流電壓轉化為一系列高頻脈沖電壓波供給逆變橋，最終實現逆變橋所有器件的ZVS開關工作。這種結構的最大優點就是器件開關損耗低、電源能量轉換效率高。1.2.2逆變電源控制器的發展逆變電源的控制器經歷了從模擬控制器到數字控制器的發展。模擬控制器中存在以下的缺點：控制電路的元器件比較多，電路復雜，所占的體積較大，控制策略就無法靈活改變，由所使用的器件各自的特性差異導致各電源之間的特性差異等。這些問題的存在使得生產出來的逆變電源一致性不好、輸出性能指標精度較差，控制效果也不理想。因此，逆變電源控制器逐漸朝數字化方向發展。而在以前，

13、由于受到控制器及外圍芯片的限制，模擬控制器向數字控制器的轉變始終未得以圓滿實現。近年來，隨著數字電路技術、大規模集成電路、單片機技術的發展，給數字控制器的研究提供了機會，同時數字智能化PWM調制技術的控制技術也有了長足的發展。數字控制器與模擬控制器相比較，具有可靠性高、參數調整方便、更改控制策略靈活、控制精度高、對環境因素不敏感等優點。隨著現有的工業電氣傳動、自動控制等許多領域對逆變電源產品需求的增加，用戶也不斷提高對電源控制技術的要求。在很多領域，用戶都希望使用高效率、高精度的逆變電源。這種電源的控制可以通過使用先進的電源控制理論、采用高效的控制算法來實現。1.3選題的意義目前，電源技術的發

14、展使得用新型、高效電源取代傳統電源己成為必然。傳統電源效率低、體積大。隨著技術的發展，電源的開關頻率越來越高，使得電源的小型、輕量化成為可能。本電源就是用新型的數字化電源取代傳統電源，其特點就是效率高、體積小、保護完善等。工業自動化和Internet的發展，要求處理器的速度越來越高，體積越來越小，數字化技術的發展正好能滿足這一發展的要求。由于單片機技術的發展，使得基于單片機技術的逆變電源應用于許多速度要求不高，實現功能完善但是功能不強大，要求低成本的場合。1.4主要內容和章節安排本文的重點是設計一個基于AVR控制的低成本、多功能、易維護、升級方便的單相正弦脈寬調制逆變電源的設計。第1章為緒論部

15、分，引入了電源技術的概念，并論述了逆變電源逆變結構及控制技術的發展及現狀及逆變電源控制器的發展。第2章深入研究了SPWM的基本原理及控制方式和生成方法。第3章對控逆變電源工作原理進行了深入研究，系統主電路的構成采用Boost電路(DC-DC)和全橋式逆變電路(DC-AC)的組合。控制電路由2片集成脈寬調制電路芯片SG3524和一片正弦函數發生芯片ICL8038所構成。第4章本文利用OrCAD仿真軟件，對前文所做的理論分析及電路設計進行了驗證，同時利用仿真結果作為優化設計的依據。第二章 PWM波形工作原理2.1 PWM波形的基本原理在采樣控制理論中有一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在

16、具有慣性的環節上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，指環節的輸出響應波形基本相同。如把各輸出波形用傅式變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。例如圖2-l a),b),c)所示的三個窄脈沖形狀不同，圖2-l a)為矩形脈沖，圖2-l b)為三角形脈沖，圖2-l c）為正弦半波脈沖，但它們的面積(即沖量)都等于1，那么，當他們分別加在具有慣性的同一個環節上時，其輸出響應基本相同。脈沖越窄，其輸出的差異越小。當窄脈沖變為圖2-ld)的單位脈沖函數(t)時，環節的響應即為該環節的脈沖過渡函數。 c) d)圖2-1形狀不同而沖量相同的各種脈沖上述結論是PWM

17、控制的重要理論基礎。下面分析如何用一系列等幅而不等寬的脈沖代替一個正弦半波，把圖2-2 a)所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于/N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應正弦部分面積(沖量)相等，就得到圖2-2 b)所示的脈沖序列。這就是PWM波形。可以看出，各脈沖的寬度是按正弦規律變化的。根據沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦波的負半周，

18、也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWM(Sinusoidal PWM)波形。在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按同一比例系數改變各脈沖的寬度即可。以上介紹的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個周期內的脈沖數后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準確計算出來。按照計算結果控制電路中各開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。圖2-2 PWM控制的基本原理示意圖但是，這種計算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值變化時，結果都要變化。較為實用的方法是采用調制的方法，

19、即把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作為載波，因為等腰三角形上下寬度與高度成線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波形相交時，如在交點時刻控制電路中開關器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。一般根據三角波載波在半個周期內方向的變化，又可以分為兩種情況。三角波載波在半個周期內的方向只在一個方向變化，所得到的PWM波形也只在一個方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式，如圖2-3所示。如果三角波載波在半個周期內的方向

20、是在正負兩個方向變化的，所得到的PWM波形也是在兩個方向變化的，這時稱為雙極性PWM控制方式，如圖2-4所示。圖2-3單極性PWM控制方式原理圖2-4雙極性PWM控制方式原理2.2 PWM型逆變電路的控制方式在PWM逆變電路中，載波頻率與調制信號頻率之比N=/。根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM逆變電路可以有異步調制和同步調制兩種控制方式。(一)異步調制載波信號和調制信號不保持同步關系的調制方式稱為異步方式。在異步調制方式中，調制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比是變化的。這樣，在調制信號的半個周期內，輸出脈沖的個數不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不

21、對稱，同時，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當調制信號頻率較低時，載波比N較大，半周期內的脈沖數較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當調制信號頻率增高時，載波比N就減小，半周期內的脈沖數減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現脈沖的跳動，同時輸出波形和正弦波之間的差異就變大，電路輸出特性變壞。因此，在采用異步調制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調制信號頻率較高時仍能保持。(二)同步調制載波比N等于常數，并在變頻時使載波信號和調制信號保持同步的調制方式稱為同步調制。在基本同步調制方式中，調制信號頻率變化時載波比N不變。調制信

22、號半個周期內輸出的脈沖數是固定的，脈沖相位也是固定的。2.3 SPWM波形的生成方法根據前面講述的PWM逆變電路的基本原理和控制方法，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定她們的交點，在交點時刻對功率開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波形。但這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制。現在用來產生SPWM波形的大規模集成電路芯片已得到了廣泛的應用，例如，SG3524，SG3525，HEF4752和SLE4520等這些集成芯片做適當的連接均可以產生SPWM波形，采用集成芯片可以簡化硬件電路，降低成本，提高可靠性。另外，隨著微機控制技術的發展，使得用軟件生成SPWM

23、波形變得比較容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制也常采用微機來實現。采用軟件來生成SPWM波形的基本算法有自然采樣法、規則采樣法、低次諧波消去法。較大的載波比，改善輸出特性。第三章 單相正弦脈寬調制逆變電源的設計3.1 系統組成圖3-1示出了系統主電路和控制電路框圖。交流輸入電壓經過共模抑制環節后，再經過工頻變壓器降壓，然后整流得到一個直流電壓，此電壓經過Boost電路進行升壓，在直流環上得到一個符合要求的直流電壓350V(50Hz/220V交流輸出時)。DC-AC變換電路采用全橋變換電路。為保證系統可靠運行，防止主電路對控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅動信號用光耦隔離，

24、反饋信號用變壓器隔離，輔助電源用變壓器隔離。過流保護電路采用電流互感器作為電流檢測器件，其具有足夠的響應速度，能夠在MOS管允許的過流時間內將其關斷。圖3-1系統主電路和控制電路框圖3.2 構成主電路的變換器介紹電源一般要經過轉換才能符合使用的需要。例如，交流轉換為直流，或高電壓變成低電壓，大功率中取小功率，粗電轉換為精電等。按照電力電子的習慣稱謂，DC-DC(理解成DC轉換為DC，DC表示直流電)是把一種直流電壓變換為另一種直流電壓。常用一個半導體功率器件作為開關，使帶有濾波器的負載線路與直流電壓一會相接，一會斷開，則負載上得到另一個直流電壓。DC-AC理解成DC轉換為AC，AC表示交流電稱

25、為逆變，它是把直流電轉換為交流電。3.2.1 Boost變換器電路原理Boost變換器的別名又叫升壓變換器、并聯開關電路或開關型升壓穩壓器。線路如圖3-2所示由開關S、電感L、電容C組成。完成把電壓Vs升壓到的功能。a)b)圖3-2 a) Boost電路原理圖b) 由晶體管和二極管組成的Boost電路Boost電路的工作過程是這樣的。當開關S在位置A時，如圖3-3a)電流流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。此時，電容C放電，R上流過電流，R兩端為輸出電壓，極性上正下負。由于開關管導通，二極管陽極接負極，二極管承受反壓狀態。所以電容不能通過開關管放電

26、。開關S轉換位置到B時，構成電路如圖3-3b)，由于線圈中的磁場將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持不變。這樣線圈L磁能轉化成的電壓與電源串聯，以高于電壓向電容C、負載R供電。高于時，電容有充電電流;等于時，充電電流為零，當有降低趨勢時，電容向負載R放電，維持不變。 a) b)圖3-3 Boost變換器電路工作過程基本輸入、輸出電壓關系式的推導。設開關動作周期為，接通時間占空比，D為斷開時間占空比，它們各自小于1，連續狀態時+D=1。則閉合時間為T=，斷開時間為T=DT。在輸入輸出電壓不變前提下，當開關S在圖3-2a)A位置時，線性上升，其增益為： (3-1)開關在3-2a) B位置時，線性下降

27、，其增益為： (3-2)由于穩態時這兩個電流變化量絕對值相等，所以化簡得： (3-3)3.2.2 橋式逆變器基本原理圖3-4示出了橋式變換器的主電路。橋對角的兩個功率MOS管作為一組，每組同時接通或斷開，兩組開關輪流工作，在一個周期中的短時間內，四個開關將處于斷開狀態。四個開關導通(或關斷)占空比值均相等。圖3-4 橋式變換器主電路圖在給T、T加觸發脈沖，這兩個MOS管導通，電流流過T的漏極，經過輸出濾波電路回到T的漏極。當，加觸發脈沖時，此時T，T的觸發脈沖消失，和這兩個MOS管導通，但不能立即導通，先經過D和續流，等電流下降到零時再開始導通。另外，這四個二極管還有限制過電壓的作用。3.3

28、主電路工作原理3.3.1 主電路拓撲主電路的拓撲如圖3-5所示。此主電路由以下幾個環節組成，共模抑制環節，工頻變壓器，整流電路，限流電路，Boost升壓電路，橋式逆變電路和濾波電路。3.3.2 主電路工作過程輸入電壓通過共模抑制環節，去掉高頻燥聲，然后工頻變壓器降壓。變壓器降壓后的電壓經整流電路得到一個直流電壓，此直流電壓的數值大概為150V，要注意的是整流后的直流電壓要先經過限流電路，以防止剛開始給電容充電時沖擊電流過大會減短電容的使用壽命(有時甚至被損壞)。同時，此直流電壓作為Boost電路的輸入，經Boost電路升壓后得到的直流環電壓大概為315伏，此電壓經橋式逆變電路，得到一系列的脈沖

29、寬度不同的、幅值一樣的方波(即以正弦波為基波的SPWM波)，然后在經過輸出濾波環節，則可得到符合要求的交流輸出電壓(220V/50Hz或110V/60Hz)。圖3-5 主電路拓撲3.4 控制電路工作原理3.4.1 輔助電源設計小型直流穩壓電源在當前眾多的電子設備中是用途最廣、用量最多的一種。本次設計的逆變電源同樣也不例外。輔助電源設計的結構圖如下圖3-6所示。輔助電源主要由一個多組抽頭的變壓器、6個集成橋塊及6個三端固定穩壓集成塊(7805，7815及7915各一塊，7820三塊)。變壓器的原邊接主電路共模抑制環節的輸出端。副邊輸出6組電壓，分別為7V，17V及22V三個等級。這6組電壓分別經

30、過橋式整流電路、濾波電路后輸出到三端固定集成穩壓芯片。然后從集成穩壓芯片輸出端就能得到符合要求的直流工作電壓。其中+5V用來供給74LS08和74LS05。15V電壓用來供給ICL8038及兩片SG3524集成芯片做工作電壓。三組+20V電壓用來供給主電路中5個MOS管的驅動電路做工作電壓的，圖3-6 輔助電源結構圖橋式電路的上面兩個MOS管(，)各用一組，剩下的一組用來供給Boost電路中的開關管()和橋式電路下面的兩個MOS管(，)，這樣使用的目的是為了使驅動電路不互相共地，減少彼此間的干擾。3.4.2 控制電路框圖控制電路的框圖如圖3-7所示。圖3-7控制電路框圖3.4.3 控制電路工作

31、過程由圖3-7可知，由正弦波信號(由集成芯片ICL8038產生)發生電路產生的正弦信號分兩路，一路到精密全波整流電路，經過精密全波整流后，產生饅頭波，此饅頭波再與帶有1V基準的加法器相加，得到幅值抬高了的饅頭波，即，使其控制在1V-3.6V范圍內。再輸入到集成芯片SG3524，然后產生一系列經過脈沖寬度不等、幅值相等的矩形波，即經過調制后的SPWM波。另一路正弦信號到比較器，經過比較器后，產生正負半波對稱的方波，此方波和前面產生的SPWM波共同輸入到分相電路，然后產生兩路只在每個半周期內具有SPWM波的信號和，再用、來分別驅動橋式電路的兩對對角臂上的MOS管(中間要經過光耦隔離和驅動放大)。3

32、.4.4 SG3524與ICL8038芯片介紹(一)SG3524芯片SG3524是一種應用極為廣泛的PWM波形發生器集成電路，最先由美國硅通公司(Silicon General Comp)生產，現世界上許多公司都生產這種產品，如美國UNITRODG公司的UC3524、國產的CW3524(北京半導體五廠、驪山微電子研究所生產)等。其改進型性能更優良的型號為SG3524A，該系列同樣分為軍品、工業品與民品。SG3524采用標準雙列直插式16引腳(DIP-16)集成電路封裝，其（a）SG3524引腳說明(b) SG3524內部原理圖圖3-8 SG3524引腳排列和內部框圖軍品與工業品型號分別為SG1

33、524和SG2524，而民品為SG3524。它的引腳排列和內部結構如圖3-8所示。誤差放大器實際上是個差分放大器，1號引腳為其反向輸入端;2號引腳為其同相輸入端。一般地，一個輸入端連到16號引腳的基準電壓的分壓電阻上(應取得2.5V的電壓)，另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統電路圖中，在DC-DC變換部分，SG3524-1芯片的1號腳接控制反饋信號電壓，2號腳接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸

34、齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出端互補交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至、的基極，鋸齒波在此的作用是加入了死區時間，保證及兩個三極管不可能出現同時導通。最后，晶體管及分別輸出脈沖寬度調制波，兩者相位相差180度。當及并聯應用時，其輸出脈沖的占空比為0%-90%;當及分開使用時，輸出脈沖的占空比為0%-45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2，在本系統電路圖(圖3-1)中，兩塊SG3524都為并聯使用。當10號引腳上加高電平時，可實現對輸出脈沖的封鎖，可用來實現過流保護。(二)ICL8038芯片ICL8038的引腳排列和內部原理電路框圖如圖3-9所示。ICL8038由恒壓源，電壓比較器，和觸

35、發器等組成。在圖3-14中，電壓比較器、的門限電壓分別為和()，電流源和的大小可通過外接電阻調節，且必須大于。當觸發器的Q端輸出為低電平時，它控制開關S使電流源斷開。而電流源則向外接電容C充電，使電容兩端電壓隨時間線性上升，當上升到時，比較器輸出發生跳變，使觸發器輸出Q端由低電平變為高電平，控制開關S使電流源接通。由于>，因此電容C放電，隨時間線性下降。當下降到時，比較器輸出發生跳變，使觸發器輸出端Q又由高電平變為低電平，再次斷開，再次向C充電，又隨時間線性上升。如此周而復始，產生振蕩。若=2，上升時間與下降時間相等，就產生三角波輸出到腳3。而觸發器輸出的方波，經緩沖器輸出到腳9。三角波

36、經正弦波變換器變成正弦波后由腳2輸出。當時，的上升時間與下降時間不相等，管腳3輸出鋸齒波。因此，ICL8038能輸出方波、三角波、正弦波和鋸齒波等四種不同的波形。本次設計中應用ICL8038，主要是用來產生正弦波信號發生的。具體的電路的連接方式和設計的參數在利用SG3524生成SPWM波的中介紹。(a) ICL8038引腳圖(b) ICL8038內部原理圖圖3-9 ICL8038引腳圖和電路原理圖3.4.5 控制電路參數設計(一)利用SG3524生成SPWM信號按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必須得到一個幅值在13.5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3524-2內部，

37、并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波。關鍵是正弦波信號的發生，我們設計的正弦波信號發生電路如圖3-10所示。正弦波電壓由函數發生器ICL8038產生。ICL8038引腳和具體的接法如圖3-10正弦波信號發生電路圖3-9所示，正弦波的頻率由、和C來決定，為了調試方便，我們將、都用可調電阻，和R是用來調整正弦波失真度用的。在實驗中我們測得當時，其中。正弦波信號產生后，一路經過精密全波整流，得到饅頭波(圖3-12)，另一路經過比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波。與1V基準經過加法器后得到。輸入到SG3524-2的1腳，2腳與9腳相連，這樣和鋸齒波將在SG3524-2內部的比較器進行比較產生SP

38、WM波。分相電路用一塊二輸入與門74LS08和一塊單輸入非門74LS05所組成。和加到分相電路后就可以得到驅動信號和，再將和加到MOS管驅動電路的光耦原邊，就可以實現正弦脈寬調制。(二)驅動電路設計設計的驅動電路如圖3-11所示。本驅動電路由驅動脈沖放大和5V基準兩部分組成。脈沖放大包括光耦，和，中間級的，推挽輸出電路和;對高頻干擾信號進行濾波的;5V基準部分包括，和，既為MOS管提供-5V的反向電壓，又為輸入光耦提供副邊電源。其工作原理是：1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使基極電位迅速下降，截止，導致導通，截止，電源通過，柵極電阻使MOS管導通。2)當光耦原邊無控制電

39、路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使基極電位上升，導通，截止，MOS管柵極電荷通過，柵極電阻迅速放電，-5V偏置反壓使之可靠的關斷。3)電阻和穩壓管，用以保護MOS管柵極不被過高的正、反向電壓所損壞。4)光耦，采用組合光敏管型光耦6N136，具有光敏二極管響應速度快，線性特性好，電流傳輸大的優點，能滿足實驗的要求。圖3-11 MOS管驅動電路原理圖(三)過流保護電路過流保護是利用SG3524的10腳加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當10腳為高電平時，SG3524的腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。過流信號取自電流互感器(對SG3524-1芯片取在主電路中工頻變壓器的副邊，對

40、SG3524-2芯片取在濾波電路前)，經整流后得到電流信號加至如圖3-12所示過流保護電路上。過流信號加至電壓比較器LM339的同相端。當過流信號使同相端電平比反相端參考電平高時，比較器將輸出高電平，則二極管將從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，這一變化將使得電壓比較器一直穩定輸出高電平封鎖脈沖，則Boost電路停止工作，在正常狀態下，比較器輸出零電平，不影響Boost電路工作。圖3-12過流保護電路(四)反饋調壓電路反饋調壓電路如圖3-13所示：圖3-13 反饋調壓電路當逆變器正常工作時，逆變器的輸出信號接反饋變壓器，此電壓經整流、濾波及分壓得到反饋電壓，顯然，調

41、節可調節負反饋電壓的大小，的大小是正比于逆變器的輸出電壓的。從而調節W1可調節反饋電壓的大小，從而調節逆變器輸出電壓的幅值。控制信號被送到SG3524-1芯片的誤差放大器的反相端腳1。誤差放大器的同相端腳2接參考電平。這樣，SG3524的輸出脈沖的占空比就受到反饋信號的控制。調節過程是這樣的，當逆變器輸出因突加負載而降低時，它會使加在SG3524-1的腳1的輸入反饋電壓下降，這會導致SG3524-1輸出脈沖占空比增加，從而使得Boost電路輸出電壓升高，逆變橋的直流電壓升高，逆變器輸出交流電壓升高。反之亦然。可見，正是通過SG3524-1的脈寬調制組件的控制作用，實現了整個逆變器的輸出自動穩壓

42、調節功能。第四章 計算機仿真工具、電路及結果4.1 電路仿真及計算機設計工具隨著計算機技術的飛速發展和大規模集成電路的廣泛應用。電氣系統工程規模日益龐大，線路日益復雜，而設計研制的期限卻日益縮短。電氣技術人員逐漸體會到購買元器件動手實驗之前應先做一下仿真，即仿真成了設計的第一步。其中，電子電路的計算機輔助設計(Computer Aided Design)技術己經成為電子電路分析設計中不可缺少的有力工具，以集成電路CAD為基礎的電子設計自動化(Electronic Design Automation)已經成為電子學科領域中的重要學科。本文仿真及計算機輔助設計工具選用的是OrCAD公司于1998年

43、推出的OrCAD Release 9.0，它包括以下四個部分的功能。原理圖輸入、器件信息管理系統OrCAD Capture 9.0;模擬/數字混合電路分析與設計OrCAD Pspice A/D 9.0;印刷板電路設計OrCAD Layout PLuse 9.0;可編程邏輯設計OrCAD Express Product 9.0;本文利用OrCAD仿真軟件，對前文所做的理論分析及電路設計進行了驗證，同時利用仿真結果作為優化設計的依據。4.2 仿真電路、元件、參數及程序4.2.1 主電路仿真圖4-1示出了逆變器的仿真電路。為了能更好地貼近實際情況，此逆變器的輸入電源為交流電源220V/50Hz，但含

44、有3次、5次奇次諧波，以及偶次諧波中的2次諧波。工頻變壓器的鐵芯用非線性鐵芯來模擬。Boost電路中的電感為2mH，在穩態工作時的導通占空比為0.6，由下式確定：橋式電路的驅動信號是這樣產生的。電源用來產生三角波，電源用來產生正弦波作為基波(即調制波)，然后這兩路信號共同輸入到電壓比較器（DIFF 1）用來產生一系列脈沖寬度不同的三角波(幅值也不同)，此三角波輸入到GLIMITI(其正向幅值為15V及負向幅值為0，這樣當輸入的信號大于15時輸出為15V，當輸入小于0時輸出為0)，從GLIMITI的輸出信號是一系列等幅不等寬的SPWM波。然后此SPWM波一路直接輸入到和管(其中到驅動信號為了隔離

45、要經過電壓受控源)；另一路則輸入到管(進行分相處理)，經過管后再供給和管(其中到的驅動信號為了相互隔離要經過電壓受控源 )做驅動信號。仿真時用到的各元件型號及參數如圖4-1所示。圖4-1 仿真電路原理圖4.2.2 驅動電路仿真電路如圖4-2所示，此驅動電路模擬的是當一個驅動脈沖到達光耦的原邊時，其副邊能否很快的響應，以及后面的功率放大電路(驅動場效應管的驅動信號需具有一定的功率)的輸出能否滿足要求。圖4-2驅動電路原理圖脈沖發生器由三角波K、直流電源K、DIFF1及GLIMIT1所組成。在V(3)點可以得到一個脈沖，其幅值為3V。為15V的穩壓管，均是5V的穩壓管。此電路的具體工作原理在前文中

46、已有介紹。下面給出和(即驅動電壓)的仿真波形如下圖4-3所示：圖4-3驅動電路輸入輸出波形4.2.3 仿真實驗結果（一）當逆變器輸入為交流電220V/50Hz(含有2次、3次及5次諧波);工頻變壓器的變比為2.2:l，穩態時Boost電路工作時的導通占空比;輸出交流電壓峰值311V(交流輸出電壓為220V)，頻率為50Hz的正弦波;載波信號為l0kHz的三角波;功率開關管采用IRF640，輸出高頻濾波電容，負載。有如下仿真波形。圖4-4輸入電壓波形圖4-5 輸入電壓頻譜圖從圖4-4和圖4-5中可以看出輸入的電壓波形已經發生了畸變，波形里面含有2次、3次、5次及7次諧波。此時的輸出電壓的波形和頻

47、譜圖分別如圖4-6，4-7所示。圖4-6 輸出電壓波形圖4-7 輸出電壓頻譜圖從圖4-6的輸出電壓波形及圖4-7的輸出電壓頻譜圖中可以看出，電路輸出電壓的頻率主要集中在50Hz附近，其他諧波分量較小，其中輸入電壓中本來含有的2次、3次、5次及7次諧波幾乎沒有了，逆變電源很好的實現了它的功能。穩態時，Boost電路等效環節的輸入電壓及輸出電壓的波形分別如下所示：圖4-8 Boost等效電路輸入電壓圖4-9升壓電感I(L3)波形圖4-10 開關管城上的電壓波形圖4-11 開關管M5上的電流波形圖4-12 Boost等效電路輸出電壓波形上面的波形驗證了前文中理論分析的正確性。用公式(3-4)，即：計

48、算出的電感值可以滿足設計的要求。從開關管上的工作電流和工作電壓的波形可以為我們提供選擇合適參數的場效應管提供參考，考慮到一定的裕量，可選用IRF840(電壓等級為500V，電流為8A)。逆變橋的場效應管驅動電壓的波形(即SPWM波)、工作電壓和電流波形以及逆變橋輸出電壓和頻譜波形如下圖所示：圖4-13 M2管的柵極驅動電壓波形圖4-14 M2管的工作電壓波形圖4-15 M2管的工作電流波形圖4-16逆變橋輸出電壓波形圖4-17 逆變橋輸出電壓頻譜分析圖4-13示出了給場效應管驅動信號的SPWM波形，另外管的驅動信號和管一樣，和的驅動信號與峽管在相位上相差180度。圖4-14和4-15為逆變器中

49、場效應管的選取提供了依據，我們在實驗選用的MOS管為IRF840。圖4-16和4-17給出了逆變橋的輸出電壓和頻譜，為后面輸出濾波參數的設計提供了指導，同時圖4-17中的頻譜圖也驗證了公式(3-5)，即：(二)由于此電源是為電網諧波含量多、電壓嚴重畸變的地方的電力用戶設計的。考慮到這些實際的情況，我們在做樣品之前，也對一系列可能出現的情況進行了最壞的估算，在做仿真分析時，我們用各種各樣的電壓源作為輸入電源均仿真過，輸出電壓波形效果都能令人滿意。下面給出最為典型的，用方波作為輸入信號時輸出電壓的波形。圖4-18 輸入電源為方波圖4-19 輸出電壓波形圖4-18和圖4-19示出了當輸入電源為方波時輸出電壓的波形，從圖中可以看出，輸出的正弦波形也是相當滿意的。結 論隨著電力電子技術的發展，它的應用領域日益廣泛，其中在電源領域取得了長足的發展，現代開關穩壓電源已經廣泛應用于基礎直流電源及交流電源等。隨著科學技術的發展，對電源技術的要求越來越高，規格品種也越來越多。在鐵路、冶金等行業的一些大功率非線性用電設備運行時，將給電網注入大量的諧波，導致電源電壓波形畸變，這樣的供電電壓波形對于一般的電力用戶是無法接受的，更不用說作為檢修、測試的電源。本文所設計的逆變電源正是根據客戶所提出的要求而設計的(在上述背景