1、復習 數電1.7節：半導體器件1. 二極管、穩壓管1）單導性：正偏導通，反偏截止。2）VA特性 分3個區：正向區、反向區、反向擊穿區（穩壓管）。二極管方程式：式中：IS反向飽和電流，與少子數量、環境溫度有關；UT：溫度電壓當量，室溫時UT26 mV。約定：硅管導通壓降Uon0.7 V，鍺管Uon0.2 V。3）穩壓管VDZ：工作在區，須串聯合適的R；主要參數：UZ、IZmin和IZmax，穩壓時：IzminIZIZmax4）雙向穩壓管：原理與VDZ同，但有正、反向穩定電壓值：±UZ 。 5）理想二極管：正偏導通壓降為0，反偏時內阻。 二極管應用：整流、鉗位、限幅保護等。2. 雙極型晶

2、體管（BJT）特性、原理、參數1）BJT：流控電流器件；有輸入、輸出特性；主要參數：，；ICEO；ICM、PCM、U(BR)CEO（后3：極限參數）。2）輸入、輸出特性（1）輸入特性iBf1(uBE，uCE)|UCE工程中以uCE1 V的一條作為輸入特性。（2）輸出特性iCf2(iB，uCE)|IB3區：飽和、截止和放大區。放大器中BJT處放大區；BJT處于放大區的外部條件：發射結（Je）正偏，集電結（Jc）反偏！約定：硅管Je正向導通壓降UBEQ0.7 V，鍺管UBEQ0.2 V。飽和管壓降UCES0.1 0.3 V（小功率管）。靜態工作點Q：BJT 3電極承受直流電壓和相應的DC電流，決定

3、了伏安特性上一點Q，這點就是靜態工作點，如圖示輸出特性上Q點，此時uCEUCEQ，iCICQ，記為Q(UCE，IC)。注意： Q點參數為DC量！ 設置Q點目的：不失真放大交流信號！3. 場效應管（FET）特性、原理、參數結型JFET、耗盡型MOS管、增強型MOS管（IGFET）各類FET均有N和P溝道。其中增強型MOS管用于CMOS數字IC，而JFET、耗盡型MOS管用作放大器件。FET：壓控電流器件；有轉移特性和漏極特性。 FET幾乎無柵極電流iG 無輸入特性，但有轉移特性（平方率關系）：式中：IDSS飽和漏極電流，UGS(off)為夾斷電壓。轉移特性體現FET的壓控電流作用。漏極特性與BJ

4、T輸出特性相似。主要參數：跨導gm（ BJT的），反映器件的放大能力；DC輸入電阻RGS(DC)：JFET的RGS(DC)109 ，IGMOS管的RGS(DC)1013 。4、模擬IC簡介模擬IC：采用特殊生產工藝，先把BJT or FET、二極管、電阻、小電容、連接導線組成電路后，制作在一小塊硅片上，再做出若干管腳，最后封裝于一個管殼內，構成一個完整的、具有一定功能的器件。 模擬IC元件密度高、連線短、體積小、功耗低 提高了模擬電子設備的可靠性和使用靈活性。模擬IC含集成運算放大器（運放）、集成模擬乘法器（模乘）、集成電壓比較器、集成功率放大器（功放）、集成三端穩壓器等，將在后續章節出現。其

5、中用得最多的是運放!希望把握住IC的外部性能，特別是運放：開環電壓增益Aod、Rid和Ro等參數。注 意： 建議學習“模電”時，掌握器件和電路的外部性能；在此基礎上，學會分析模擬電路的方法。 通過預習、聽課、做題；思考、討論等幾個環節，理解、掌握“模電”的概念和分析方法。平時多做題，勤于思考，多想為什么，從何下手解題，用到什么概念、方法，努力學好“模電”！P47：第2章 基本放大電路§2.1 組成 原理一、組成 線性放大低頻微弱信號（mV）uiii ui（V）如圖：直流電源VCC：能源，它使電路建立起放大狀態；us：信號源（典型輸入信號：正弦波），Rs為其內阻；經放大后，輸出信號uo

6、、io供給負載（揚聲器）。此電路中，話筒送來微弱音頻信號經放大后，推動揚聲器音圈振動，發出清晰、悅耳的聲音。揚聲器所需能量系VCC提供，晶體管只起能量控制作用。工程中采用多級放大電路（多放），末級是功放。不管是電壓放大級，還是功放輸出級，均需滿足：1、晶體管工作在放大區BJT：Je正偏、Jc反偏；FET：加合適的柵偏壓UGS管子處放大區。2、ui能輸入、uo能輸出。只有這樣，微弱信號才經晶體管不失真地被放大！二、指標 原理3性能指標：1、電壓放大倍數（增益） Auu；輸入電壓ui被放大Au（1）倍，但實質：晶體管的電流控制作用，輸出較大能量來自VCC，而非晶體管！2、輸入電阻 ：表示取用信號源

7、電流之大小；3、輸出電阻 ：表示帶負載能力。三、共射單管放大電路如圖：VCC是集電極回路的直流電源（一般：幾伏十幾伏），用習慣畫法：電源“”極接射極（缺省），“”極經RC、RB分別接集電極c、基極b，確保Je正、Jc反偏。電路輸入電壓ui、輸出電壓uo的共同端是BJT的射極e，故共射（CE）電路，數電§1.7講過。電路中各元器件作用：1、集極電阻RC：幾k十幾k，作用：將iC的交變轉換為集-射電壓uCE的變化；2、基偏電阻RB：幾十k幾百k，為b極提供合適的偏置電流IB（偏流）。這一偏流大小為: （1）一般VCCUBE，故有： （2）可見：IB取決VCC和RB之大小，VCC、RB一旦

8、確定，IB也就固定，故稱為固定偏流電路。3、隔直耦合電容C1、C2：一般：幾F幾十F的電解電容器，作用：隔斷直流，耦合交流。待放大AC輸入電壓ui從左端輸入，uo由右端取出。ui通過C1加到BJT b極，引起iB相應變化，iB變化使iC隨之變化。iC在RC上產生壓降，而uCEVCCiCRC。當iC瞬時值增大時，uCE就要減小，故uCE變化恰與iC相反。uCE的變化量經C2傳至RL上，成為uo。如合適選取電路參數，uo幅度將比ui的大許多倍，這倍數就是電壓放大倍數（增益），故此電路有電壓放大作用。例1-1 P82：判斷題2-4圖a、d能否正常放大正弦AC信號？如不能，指出錯處。P82：題2-2；

9、2-3；2-4 b、c、e、g、h。§2.2圖解法（適用于大信號分析，如功放）2法。另：微變eq電路法（適合小信號分析）。預備知識：晶體管放大電路的特點：DC與AC量共存；VT非線性。以基本共射（CE）放為例： 電路中直、交流混在一起 為分析清楚起見，有必要區分§2.2.1 直流（DC）通路與交流（AC）通路一、DC通路 由VCC決定的DC電流流通路徑對基本CE放，畫出DC通路，已知及電路參數，估算IBQ、ICQ、UCEQQ（UCE，IC）二、AC通路 加ui，AC量傳輸路徑用于求3 AC性能指標。畫法：大電容AC視為短路；VCC對AC不起作用，同樣視為短路。如基本CE放的

10、AC通路。§2.2.2圖解法步驟（解題用）：1、由DC通路作直流負載線（iCuCE坐標系）；2、由DC通路估算IBQ，并在直負線上確定Q（UCE，IC）；（1、2為靜態分析）3、先由AC通路求RCRL，再取截距OAUCEQICQ，最后連AQ并延長之，得AB，AB即為交負線；4、畫ui作用下iC、uCE的波形圖，由圖截取最大不失真輸出電壓幅度UomM。（3、4屬動態分析）例2-2 已知基本CE放參數和3DG6的輸出特性，用圖解法求：1）Q（UCE，IC）； 2）最大不失真輸出電壓幅度UomM；3）若RB改為600 k，Q點位置？問與2）同樣大小的ui時，uo波形失真嗎？4）若RB改為1

11、50 k呢？§2.2.3Q點位置選擇一、由例2-2知：為獲UomM，Q點應選在交負線中央位置。二、除非獲得UomM，選Q點常采取原則： 當信號幅度不大時，為降低VCC功耗，在不失真及保證電壓增益前提下，將Q點選得略低一點。注意：Q點選得過低，且信號幅度較大時，NPN BJT每一周期將有一段時間截止，導致截止失真；反之，若Q點選得過高，且信號幅度較大時，又使動態工作點一段時間內移入飽和區，引發飽和失真。故在輸入信號幅度較大時，Q點應選在交負線中央位置。這靠選取合適的RB、RC或VCC達到。其中選取RB最為直接、方便，因而也是最實用之法。 思考：為什么？三、圖解法特點：直觀、全面，能在特

12、性曲線上合理安排Q點，并大致估算放大器的動態工作范圍。四、缺點 需在輸出特性上作圖，繁瑣、工作量大； 對于其他性能指標，如分析Ri、Ro及負反饋放大電路等無能為力。故必須研究更簡便之法，這正是下次課介紹的微變eq.電路法（適合小信號工況）。習題P83：題2-5a、b；2-6，7，8例2-3 畫P83：題2-5 c圖的DC和AC通路。§2.3 微變eq電路法§2.3.1 BJT的H參數模型一、建模二、簡化H參數eq電路2個簡化H參數中已知，但rbe需用下式估算：式中：rbb'為b區內一個等效點，估算時取rbb'300 （除非題目給出），而rb'e26

13、mV/IEQ(mA)是折合到b極、與rbb'相串聯的電阻，須乘以（1），因rb'e、rbb'流過的電流不同，兩者差（1）倍。注 意： 1）H參數針對AC量，因此H參數模型只用來分析、求取各AC量。正因為如此，PNP和NPN型BJT有著相同的模型；2） BJT特性非線性 4個 H參數都與Q點有關。只有小信號，估算誤差才較小；3）適用范圍：0.1 mAIEQ5 mA；4）體現控作用，其方向為：流入b極，流入c極。思考：對于PNP管，、方向如何確定？§2.3.2 用微變eq電路法分析基本CE放微變eq電路畫法：從輸入端沿AC信號傳遞方向，將BJT用簡化H參數模型畫出

14、，其余部分按AC通路繪制，一直畫至輸出端，再標注有關相量，就畫出微變eq電路。例2-4 已知電路參數及BJT的rbe、，用微變eq電路法分析基本CE放，導出、估算式。解：先畫微變eq電路圖，由圖寫式。P84：題2-10，11，12§2.4 其它基本放大電路§2.4.1 分壓式Q點穩定的放大電路（射偏放）T ICQ，即Q點上移；若T Q點下移，因而須設計：穩Q點電路。例2-5 分析圖示放，已知電路參數如圖，BJT的50，試問：1）組態？2）畫DC通路，求Q（UCE，IC）；3）畫微變eq電路圖，由圖求、之值。解：1） b輸入端，c輸出端，e公共端 CE組態。2）畫DC通路，設

15、I1IB，則：UBRB2 VCC /（RB1RB2）2.8 V 基本固定ICQIEQ（2.8 V0.7 V）/1.5 k1.4 mAUCEQVCCICQ×(RCRE)5.3 V Q(5.3 V，1.4 mA)3）射偏電路動態分析：求 、之值:先 rberbb'(1)26 mV/IEQ mA300 51×(26 mV/1.4 mA)1.25 k畫微變eq電路圖，由圖寫： 1.3與基本CE放同，“”表：與反相。因此：只要是CE放，都有與反相180°。思考：Au為何小？采取何措施，既使Q點穩定，又使Au不致減小。再：求輸入電阻Ri ，由圖：故： 則： 7 k最后

16、求輸出電阻：根據定義，將短路，因而有0，0，即受控源開路，同時斷開RL，得：RoRC3.3 kP65下方：晶體管恒流源 將射偏電路DC通路RC斷開，接入RL，問：IC恒定嗎？DC電阻RQ、AC電阻Ro的大小？1）ICQIEQUB /RE 恒定2）RQUCQ /ICQ V/mAk 小3）Rorce1RE/(rbeRERB) 幾百k，大。符號 特點§2.4.2 射極輸出器 (射極跟隨器or CC放)1、靜態分析 已知電路參數及，求Q（UCE，IC）。畫DC通路，得：IBQ(VCC0.7 V)/RB(1)REVCC/RB(1)REICQ×IBQ UCEQVCCICQ×R

17、E2、求、Ri、Ro 畫微變eq電路圖，由圖寫式：rberbb'(1)26mV/IEQ(mA)P85：題2-14、2-17、2-18、2-20§2.5.1 FET放大電路靜態分析§2.5.2 FET放動態分析1、FET低頻微變eq電路2、分析例例2-7 右圖：分壓式偏置FET放的組態？已知電路參數及gm，導出、式。解：1）組態：共2）畫微變eq電路圖，由圖寫式：“”表示與反相。可見：對CS放，與相位關系與CE放相同。 輸入電阻： RG（RG1RG2）輸出電阻：根據定義，將短路，有0，因而gm0，即受控源開路，同時斷開RL，向左看入，得：RoRD3、源極輸出器例2-8

18、 改右圖：組態？已知電路參數及管子的gm，導出、式。解： 1）組態：2）畫微變eq電路圖，由圖寫式：1RiRG（RG1RG2）求 ，見黑板。P86：題2-21，22，24第3章 多放與運放§3.1 多級放大電路（簡稱多放）多放：多個單放采用合適的耦合方式，級連在一起。集成運算放大器（簡稱運放）：做在一小塊硅片上的直接耦合多放。§3.1.1 級間耦合方式1、3種耦合方式1）阻容耦合：見P89圖3-2兩級放：無論級與級之間，還是信號源與第一級之間、第二級與負載之間，均為電阻、電容耦合。2）變壓器（T）耦合：見P90圖3-4：級與級（用T1）、第二級與負載之間（用T2），均為T耦

19、合。注意：T有阻抗變換作用！3）直接耦合：見P91圖3-7：級與級之間、信號源與第一級之間、第二級與負載之間，都用導線直耦。二、3種耦合方式優缺點比較阻容耦合P89圖3-2直接耦合P91圖3-7變壓器耦合P90圖3-4優點1）各級Q點獨立，互不影響；2）C容量足夠大，AC壓降小；3）分立元件電路，便于制作印刷電路板（PCB）。1）既可放大DC信號，又可放大AC信號；2）無大電容或T，便于制成IC。1）各級Q點獨立（因T不傳輸DC信號）；2）可電壓、電流、阻抗變換。缺點1）不能放大DC信號或緩慢變化的信號（電容隔直）2）無法制作IC，因IC中C100 pF；3）不能阻抗匹配。1）各級Q點相互牽制

20、，估算、調試均不方便；2）有溫度漂移溫漂或零點漂移（零漂）。 1）高、低頻頻率響應較差（因T有電感L和匝間電容C0）；2）T笨而大，無法集成。3、直耦多放的問題及解決辦法1）失真問題 P91圖3-7 UCE1UBE20.7 V Q1偏高VT1易入飽和區飽和失真。解決辦法：（1）P92圖3-8a VT2射極串RE2UCE1，Q1下移；但接入RE2Au2，與射偏放聯系起來，思考為什么？（2）圖3-8b VT2射極串穩壓管VDZ，R為限流電阻。用UZ抬高了UCE1。 VDZ動態電阻rdUZ /IZQ2小（） Au2不多；（3）圖3-8c NPN和PNP型BJT交替使用： VT2仍為Je正偏、Jc反偏

21、； UCE1，UCE1VCCUEB2URE2，Q1下移第一級動態幅度UO1m不受限。2）溫漂（零漂）（1）若將圖3-8各電路的ui短路，輸出應為一直流電壓，但用測量儀表觀察，發現隨著時間t的推移，uo會作偏離零值、緩慢而隨機的變化，這就是零點漂移（簡稱零漂）。（2）產生零漂原因：BJT參數隨溫度之變而變，特別是第一級VT1的Q點的偏移引起零漂尤其嚴重（思考：為什么？），故又將零漂稱為溫漂。（3）衡量溫漂大小的公式：uist=uost /（Au×T）mV/ 意義：將輸出端的溫漂折算到輸入端，以便比較不同Au多放的溫漂之大小。電路抑制措施：采用差放。4、多放分析1）Q點 2）n級多放AC

22、性能指標§3.1.3 多放分析例1、Q點分析 DC通路，用電路課程中求DC電路的方法分析。 各級Q點相互牽連 聯列方程式or找突破點求解2、動態分析 3性能指標用直接列寫法。對n級多放： 根據§2.6.1 CC-CE組合單元： 推廣至n級多放： RiRi1 ； RoRon 題P87：2-27，28；P113：3-3，5。例3-1 直耦3級放，電路、器件參數如圖標注，求：1）Q1（UCE1，IC1）；Q2（UCE2，IC2）；2）設穩壓管的rd500 ，求、Ri、Ro之值。解：靜態時 0，0，電路中只有DC量。則I1（12 V0.7 V）/ 95 k0.12 mAI20.7

23、V/ 6.8 k0.1 mAIB1I1I20.02 mA，IC11 IB11 mA， UCE1UZ0.7V4.7V 故Q1（4.7V，1 mA）；求：Q2（UCE2，IC2）；2）板書。§3.2.13 射極耦合差放1）差模輸入 2）共模輸入 大小相等、相位相同靜態時 UC1QUC2Q，UOQC0 V。動態時 0 V 雙端輸出。因此：共模電壓增益/0 理想對稱；1 2半電路有點不對稱。定義：共模抑制比KCMRRAud /Auc 越大越好！注意：概念！1、既然差放對無放大作用，那么為何還要討論Auc？ T變化對2差分對管影響相同，前知uost折算到2輸入端，折算后是一對共模信號。若在這對

24、共模信號作用下，竟Auc0，說明：差放抑制零漂能力極強。 可用Auc校驗差放抑零漂能力。2、以下幾個概念等價：Auc小KCMRR大Q點穩定共模負反饋作用強零漂（溫漂）小。補1 差放對何種信號放大？對何信號抑制？它靠什么原理工作？為何：運放第1級毫不例外采用差放？題：3-8，9；補1；3-10（1）選例3-2 射耦差放。已知2管全同，1250，RL36 k，rb100 ，其余參數見圖。估算：1）Q1（UCE1，IC1）、Q2（UCE2，IC2）；2）雙端輸出（雙出）的、Rid、Rod之值；3）若僅改RL18 k，將RL接至c2與地之間，再求、Rid和Rod之值（雙入、c2單出），問：Q1、Q2是

25、否改變？4）若將RL18 k，改由c1與地之間單出呢？解： 1）IB1QIB2Q(VEEUBE)/R1(1)2RE6 µAIC1QIC2Q IB1Q0.3 mA；UCE1QUCE2QVCCVEEIC1Q(RC2RE)6.84 V； Q1(6.84 V，0.3 mA)Q2(6.84 V，0.3 mA)；2）rbe100 51×26 mV/0.3 mA4.52 k雙入雙出：97.4 式中RC(RL /2)雙入：Rid2(R1rbe)9.04 k雙出：Rod2RC36 k 3）、4）見黑板。§3.2.4 帶射極恒流源差放例3-3 差放參數如圖標注，3管全同，12350，

26、恒流源AC eq.電阻Ro3.8 k，RP調在中央位置，rb100 。分析：1）RP作用？恒流源代替RE的作用？2）UC1、UC2之值；3）、Rid和Rod之值；4）若將端接地，自端與地端之間輸入，即單端輸入方式（單入），分析效果。解： 1）當左、右2半電路有點不對稱時微調RP，可改變2半電路的對稱性，故稱RP為調0電位器； 射耦差放RE，抑制0漂能力，但REVCC，PRE，很不經濟 利用恒流源RO(DC)小，不必VCC，而Ro，共模負反饋作用。 2）4）見黑板。以射耦差放（R10）為例，歸納：P103表3-1不同輸入/輸出方式差放的動態估算式I/O方式RidRod雙入雙出RC(RL/2) /

27、rbe2rbe2RC雙入單出(c1)RCRL/2rbe2rbeRC雙入單出(c2)RCRL/2rbe2rbeRC注：單入與雙入效果同。題：P114 3-11，13，15§3.3 集成運放§3.3.1 組成 符號1、輸入級 帶恒流源差放，0漂小、易補償、Rid；2、中間級 復合管CE放or多放，取得足夠大Auo；3、輸出級 要求Ro小，故用CC放or互補對稱功放；4、偏置電路 統一提供，為各級提供穩定的偏流，故：由各種電流源擔當。§3.3.2 電流源（IC）恒流源（分立元件電路）1、電流源作用有二：1）為多放提供合適的偏流；2）充當放大器件的有源負載。2、主要有3類

28、電流源1）鏡像電流源 如圖，2管全同，12，IB1IB2IB （*） UBE1UBE2UBE，基準電流：IR(VCCUBE)/R由圖和式(*)，在c1處：IC2IC1IR2IBIR2 IC2 /解得： IC2IR /12/ 2 IC2IR(VCCUBE)/R VCC、R穩定，2Je加UBE，亦穩定 IC2恒流。又因 IC2、IR鏡像，故名：鏡像電流源。2）微電流源改：鏡像電流源VT2 e極接一電阻RE，便成微電流源。 由圖： UBE1UBE2IE2 REIC2 RE （1） ICIEIS(eUBE/UT1)IS eUBE/UT （2） IC2(UBE1UBE2)/RE(UT /RE)ln(IC

29、1/IS)ln(IC2 /IS)(UT /RE)ln(IC1 /IC2) （3） IC1、IC2隨溫度的同向變化量，式(3)中被抵消 IC2（µA）基本恒定，故名：微電流源。但：式(3)是一超越方程，只能用試探法求解，即：用湊IC1、IC2之法求IC2。3）多路電流源 為運放各級提供幾路恒流！ P108：圖3-25 3路電流源共用同一基準電路VT2、R，產生3路恒流：IC1、IC3 微電流源；IC4 鏡像電流源，為3級運放提供偏流。§3.3.3 運放主要參數對于運放，用6個主要參數表示性能：指 標意義、大小理想運放開環差模電壓增益AodUod/Uid實際運放Aod幾十萬倍以

30、上。取分貝數：20lg Aod20lg(Au1Au2Au3)20lgAu120lg Au220lg Au3，高達140dB差模輸入電阻Rid RidIi，性能佳的實際運放：Rid1 M通頻帶fBW（-3 dB帶寬） fBWfHfLfH 從幅頻特性看，fBW為降低3 dB所夾頻帶；高性能實際運放fBW1 MHz輸入失調電壓UIO去掉RP，使UOQ0 V應加補償電壓。UIO越小，運放輸入級對稱性越好0輸入失調電流IIOIIOIB1- IB2，IIO越小，表明運放輸入級差分對管值的對稱性越好0輸出電阻Rod Rod越小，表明運放帶載能力越強。性能好的實際運放Rod（）0§3.3.4 典型運

31、放F007 第2代通用型運放1、四大塊組成：1）輸入級；2）中間級；3）輸出級；4）偏置電路。讀圖：P.110圖3-271）輸入級VT1 VT7 其中：VT1 VT4：CC-CB組合差放，VT5VT7：改進型鏡像電流源，差放的有源負載；2）中間級VT16 、VT17復合管CE放，16×17，達數千倍，Au中；VT12、VT13：鏡像電流源，充當中間級的有源負載。 rberbe16(116)rbe17 Ri中3）輸出級VT14(NPN)；VT18、VT19(eq. PNP)為改善性能，采取措施：（1）VT15、R7、R8：UBE擴大電路 UBE15UCE15 R8 /(R7R8) 代入

32、數據，得：UCE15 1.6 UBE15 ，將UBE15 擴大1.6倍，作為VT14、VT18、之偏壓。（2）R9、VD1；R10、VD2 ：一對過流保護電路原理（P.110 倒數：L.11）。4）偏置電路（1）主偏置 VT10、VT11、R4IR：基準電流；主偏置：微電流源，IC10小而恒定。 （2）鏡像電流源 VT8、VT9為輸入級提供恒流IC8；IC9、IC10、I34構成共模負反饋，原理：P.110 倒L.3（3）鏡像電流源 VT12、VT13既提供恒流IC13，又是中間級的有源負載；（4）自舉電容C 輸出交流電壓幅值Uom。總之，F007：開環電壓增益Aod（分貝數：dB）：20lg

33、 Aod100 dB，即Aod105；F007的共模抑制比（dB）：20lg KCMRR80 dB，即KCMRR104性能良好，通用性強，應用較廣。2、F007實用技術1）調0問題調0電位器RP接e5、e6之間，活動端接負電源:15 V，調輸入級偏流UOQ0 V。2）用瞬時極性法，校驗反相“”、同相“” 瞬時（電位）極性法：設任一瞬間t，輸入端瞬時電位極性為“”，沿著AC信號的傳輸方向，標有關電極的瞬時電位極性，一直標到輸出端，最后校驗入/出（I/O）之間的相位關系。 要點： 瞬時電位極性！ 單端極性 注意：沿著AC信號傳輸方向！不要標到地下去（零電位）！ 標電極瞬時極性時，利用題2-20結論

34、（3種組態及其相位關系）。例3-4 用瞬時極性法，校驗： 射耦差放自c2單出的式前的“”號。例3-5 校驗F007 腳確為同相：“”輸入端。題：3-7；補2；4-3；補3。補2 校驗F007 腳確為反相輸入端：“”。補3 影響高、低頻區頻響特性分別是哪些元器件？ 第4章 放大電路頻率響應（頻響）§4.1 概念 1、頻區 在頻響特性上分：低、中、高頻區；定義：把Aus降為0.707AusM的高、低頻率，分別稱為上、下限截頻fH、fL，由此界定通頻帶fBW：fBWfHfLfH意義：fBW，放大器在較寬f內無頻率失真放大信號，適用性較強。2、頻響中頻源電壓增益 AusM，與f無關。注意：此

35、時，C1、C2、CE均視為短路，Je、Jc結電容看成開路。但低頻段：1/(jC1)，C1不能視為短路，AusL，且有附加相移u1； C1、C2等高頻段：1/(jCbc)，Jc結電容Cbc（C、Cob）不看成開路，電流經C，UoH，AusH，有：附加相移u2。 C、Cbe(C)等故全頻區，有：(f )Aus(f )(f )式中： Aus(f) 幅頻特性；(f) 相頻特性。二者合一，就是頻率特性（即頻響，或稱：幅相圖）。如：某CE放頻響特性（幅相圖）見黑板。3、波特（Bode）圖若：幅相圖橫坐標取10倍頻，縱標用20lg Aus /dB，則：20lg 0.707AusM20lg AusM3 dB；

36、 半對數坐標相頻特性(f)仍用原變量、單位 Bode圖。§4.2 基本CE放的高頻頻響1、BJT混合參數形eq電路1）BJT高頻小信號模型混參形eq電路圖中：跨導gmiC/uBEQ ；rbb100 300 ，rbe26 mV/ICQ； rc、re與結阻抗相比，可忽略；放大電路：Jc反偏，rbc1/(Cbc)，故rb c也可略去 可畫：混參形eq電路圖（CE）。2）混參與H參數之關系條件：中頻區 得中頻混參電路，將其與H參數eq電路相比，可導得：3個混參：rbe ；rbb ；gm 式(1)式(3)3）化簡 混參eq電路：C（Cob）接在bc之間無單向性用密勒定理（附錄F）簡化。 CE放

37、：rceRCRLRCRLRL 放大系數K/gmRL/gm RL （4）據密勒定理（附錄F）：將C支路斷開，折合到：bc間eq電容：(1K)C ；ce間eq電容：(1K)C /KC，因而：畫簡化混參eq電路。圖中：輸入端eq電容：C(1K)CC （5）特點：單向、簡潔、易析。2、頻響式 （版書）題：P136：4-4，7，8§4.3 基本CE放大電路的頻響1、分頻區法區分中、低、高3頻區分別求頻響式再合成作全頻區Bode圖。例4-1 已知基本CE放的電路參數和參數，用分頻區法分析頻響（畫Bode圖）。解：作全頻區微變eq電路圖（C：高頻頻響；C1、C2：低頻頻響）。將C2歸并下級考慮，則

38、本級影響低頻頻響的只有C1。1）中頻區 fLffH C1足夠大，短路；小，開路 由圖寫出：式中 RiRB/rbe中頻源電壓增益： usMgm （1）取dB數，頻響式為：20lg AusM20lggm180º；2）低頻區 0 f fLf比中頻時X更大，更可開路，但XC1須考慮C1，則低頻源電壓增益：usLgmgm 令L(RsRi)C1，則下限截頻：L usLusM （2）低頻頻響式：201gAusL201gAusM201g(/L)10lg1(/L)2180º90ºarctg(/L)90ºarctg(/L)3）高頻區 H不可開路，但C1更可短路。用戴維南eq

39、定理于以左部分，eq電路中： 入端電阻 R(RB / Rs)rbb/(1)rbe開路電壓 （*）式（*）中： RiRB /rbe高頻源電壓增益：usHusM 令RH，則上限截頻和源電壓增益：H1/(2H)usHusM （3）頻響式：201g AusH20lg AusM10lg1(/H)2 180ºarctg（/H）。4）全頻區頻響式 因C1、不同時起作用，故式(1)式(3)合并：us =usM 若f << fH ，則ususM （2）若f fH ，則ususM （3）若fLffH ，則ususM （1）據此：繪完整Bode圖，見P129圖4-19。由圖可見：1）20lg

40、Aus /dB Bode圖；2）折線化（理想曲線），便于工程繪制 只要有：fL、fH ；上升、下降速率（分別為20dB/10倍頻、20dB/10倍頻，etc ），就可繪Bode圖；3）由分頻區法，得：分析頻響的另法寫法圍繞C1，寫L1（RSRi）C1，而fL1；本級考慮C2，則圍繞C2，寫L2(RCRL)C2，fL2, 取4倍以上較大者作fL ；圍繞，寫：H R，則 fH，式中：R為戴氏eq電路的入端電阻。2、寫法例例4-2 基本CE放參數如圖標注，已知3DG8參數：CµCob4 pF，fT150 MHz，300 ，rce470 k，50，求usM、fL和fH之值（本級同時考慮C1、

41、C2）。解： 1）usMICQ1 mArbe30051×1.6 k，RiRBrbe1.6 kgm38.5 mS，RCRL3.2 k26 mV/ ICQ26 usMgm73 如用第2章公式，亦得usM732）fH Cgm /2fT41 pF放大系數 Kgm123C(1K)Cµ538 pF入端電阻 R(RSRB)0.53 k，故：fH 0.55 MHz3）fL C1：fL172.3 Hz C2：fL21.08 Hz取4倍以上大者fL1，作fL，即fLfL172.3 Hz。通頻帶：fBWfHfL fH 0.55 MHz。題：4-1 (1)(3)；4-9，10（下偏置電阻51 k）

42、3、頻響改善 增益帶寬積GBP1）要求輸入信號uI中頻率成分豐富，如音響設備中的圖像信號、伴音信號等。而通頻帶fBWfH，放大電路只在fBW內，Auu才有不變的幅值和相移，也才能對不同頻率信號作同樣放大；而在fBW以外，Au，且有，uO與uI不成線性關系，有頻率失真，包括幅度失真和相位失真。為了頻率失真，要求：fLfI(min)，fHfI(max)，這樣fBW覆蓋uI的全頻區，可全頻區無頻率失真地放大信號。2）改善據fBWfH，而fH，故改善措施：（1）由C(1K)C，Cgm/2fT，知擇fT大、C小的BJT，小，fH；（2）引入交負拓寬fBW（詳見§5.3.2）。3）增益-帶寬積（

43、GBP）定義：GBPAusM×fBWAusM×fH它是描述AusM與fBW均提高之關系的參數。CE放RiRBrberbe ，由AusM式、fH式：AusMgmgm gm(1)由C(1K)CC；RSRBRS，得fH1/2R2(RB / Rs)rbb/(1)rbeC1 2(1) gmC1故 GBP AusM×fH 上式雖不嚴格，但卻指出一個事實：若BJT和信號源一旦選定，則C、和RS就隨之確定，那么GBPConst，欲把fBW(fH)擴大幾倍，AusM就必然相應地縮小幾倍。補2 設射隨器（CC放）與基本共射放在同一作用下，且選用同一BJT：3DG8，但前者的fBW卻比

44、后者寬得多，試說明個中原因。§4.4 多放頻響例4-3 一個具有相同單放環節的兩級放：20lgAuM120lgAuM220 dB，fH1fH21 MHz，fL1 fL2100 Hz。1）在同一坐標系統中繪出單放及2級放的幅頻特性；2）兩級放的fBW變寬還是變窄？估算其fL？fH？解：1）畫幅圖如黑板所示。2）由幅圖知fBW兩fBW1fBW2。由此推知：多放的fBW多 比組成它的任一級單放的頻帶都窄，但窄了多少？ （2）此兩級放 ，現fH1 fH21 MHz（相同單放環節），故幅值：AuH 當ffH時，即 解之，得 。同理可求 。可見兩級放頻帶變窄為0.644 MHz。一般地，n級多放

45、AuM1AuM2AuMn，fBW1fBW2fBWn，但可證n級多放上、下限頻率fH、fL估算式：1/fH1.1fL1.1題：P136 4-9；4-10；4-1:(4)(6)第5章 反饋放大電路大凡電子線路都毫不例外地引入反饋。反饋極性有正、負之分：正反饋：振蕩器（或波形發生器）中引入，它是無輸入、也有輸出的電子線路（即振蕩電路）。第7章介紹。負反饋：多放的某一級或某幾級或總體間引入，目的是改善放大器性能。本章主要討論AC負反饋！§5.1 基本概念1、反饋如黑板方框圖所示。反饋：把輸出量部分或全部地經反饋網絡饋送到輸入端，并與輸入量比較，從而去正確影響凈輸入量。具體為：使削弱，為負反饋

46、，否則為正反饋。2、直流反饋與交流反饋對AC信號起反饋作用：AC反饋，否則為DC反饋。例5-1 射偏放（分壓式Q點穩定電路）右圖所示，引入RB1、RB2、RE和CE后，UBQ固定，ICQUBQ/RE，ICQ相當穩定。 CE對AC信號旁路 RE只對DC量有反饋作用 DC負反饋。DC負反饋目的唯一：穩Q點（聯系§2.4所學知識）！3、反饋例例5-2 射隨器（射極輸出器、CC放）圖示，RE接在輸入-輸出回路間，uF中的fo，將o全部饋送至輸入端，uBE中的beiF。故射隨器引入AC負反饋（思考：有無DC負反饋）？例5-3 判斷交流反饋極性。方法 步驟：1）先判斷有無反饋。依據：看I-O回路

47、間有無起聯系作用的元器件“橋”，若有則有，若無則無！2）再用瞬時極性法判斷反饋極性。3）寫出分析結果。瞬時極性法：先設任一瞬間t1，輸入端瞬時電位極性為“”，然后沿AC信號的正確傳輸方向，從輸入端標有關電極的瞬時極性一直到輸出端，再沿反饋環路折回輸入端，最后看f是否削弱id，若是，則為負反饋，否則就是正反饋。習題：補4；P137 4-12；4-13。P168 5-2 a、c、d、e，判斷反饋極性。向下預習。判斷AC反饋用什么方法？怎樣判斷？自擬：什么是整體反饋？又何為局部反饋？4、交流負反饋組態（類型） 區分輸出取樣：若取自于o，則為電壓反饋，否則就是電流反饋。取自o，就穩Uo ；取自o，就穩

48、Io 。區分輸入連接：若為電壓相減，則為串聯反饋，否則為并聯反饋。 共有4種交負組態：電壓串聯、電壓并聯、電流串聯和電流并聯。例5-4 分析運放電路中分別引入的交流反饋極性及組態。例5-5 判斷交流反饋組態。§5.2 閉環增益的一般表達式習題：P169 5-3，5，7，8§5.3 交負對放大電路性能的影響負反饋放以犧牲增益換來性能改善（？），但有哪些性能改進？1、提高的穩定性中頻區、均為實數，式（3）可寫為：AfA/(1AF)f(A)對Af求導，得： dAf/dA1/(1AF)2 （黑板）2、拓寬頻帶1）定性說明 作同一放大電路開環和閉環時的幅圖。由圖顯見：fBWffBW

49、。2）定量計算 高頻開環增益 /(1jf/fH)高頻閉環增益/(1)/(1jf/fHf)（黑板）式中fHf(1AMF) fHfH。 同理可導fLffL/(1AMF)fL fBWffHffBWfH 可見頻帶展寬，展寬程度與(1AMF)有關。3、減小非線性失真 抑制干擾和噪聲1）減小非線性失真由于晶體管非線性，當ui幅度較大時，即使ui正弦波，uo也為非正弦波 放大器產生非線性失真。 任何周期性失真波形總可分解為DC分量、基波和n次諧波的疊加 非線性失真的結果：輸出量中產生新諧波成分。因此，僅考慮n次諧波分量，把它看成是輸出端的外界干擾，如圖所示：解得 可見n次諧波幅值Xon到Xn/|1|，且程度

50、與|1|有關。結論：只要是反饋環包圍的量，負反饋就對它削弱。 上述分析只在失真不太嚴重時才正確。若放大電路輸出波型出現嚴重飽和or截止失真，則BJT在正弦信號每一周期部分時間內已處飽和or截止區，此時|0，負反饋也無能為力（反饋深度1）。 2）抑制干擾與噪聲（1）放大電路的干擾、噪聲源：一是VCC性能不佳，有交流紋波，影響Xo（電源干擾）；二是BJT工作時，內部載流子運動不規則，產生熱噪聲、散粒噪聲、顫動噪聲，從而影響Xo（噪聲）。 為了衡量干擾、噪聲對有用信號的影響程度，工程上用信號-噪聲比，簡稱信-噪比，取分貝數表示：信-噪比（dB）20lg（信號電壓S/噪聲電壓N）常要求信-噪比20 dB，就要S10N，才不致淹沒有用信號！（2）負反饋對干擾噪聲的抑制干擾、噪聲對放大電路的影響，可看成在輸出端出現新的頻率分量。與減小非線性失真同理，負反饋削弱這新的頻率分量。4、對輸入、輸出電阻的影響1）閉環輸出電阻Rof（1） 壓負穩定Uo，使之接