1、課程設計說明書學院： 機電工程學院專業： 電氣工程及其自動化課程名稱：電力拖動自動控制系統設計題目：雙閉環調速系統ASR和ACR 結構及參數設計姓名： 學號： 指導教師：成績： 雙閉環調速系統ASR和ACR結構及參數設計(5) 一設計目的：掌握用工程設計方法設計雙閉環調速系統的轉速調節器和電流調節器，加深對雙閉環直流調速系統理解。二設計內容：有一個轉速、電流雙閉環直流調速系統，采用三相橋式全控整流裝置供電，已知電動機數據如下：550kW，750V，780A，375r/min，Ce=1.92Vmin /r，允許電流過載倍數1.5，主回路總電阻R= 0.1，Ks =75，TL=0.03s,Tm=0

2、.084s,電流反饋濾波時間常數Toi=0.002s, 轉速反饋濾波時間常數Ton=0.02s, ASR最大最大給定值和輸出限幅值為12V, ACR最大輸出限幅值為12V。設計要求：穩態無靜差，動態指標：電流超調量si 5%，電機空載起動到額定轉速時的轉速超調量sn 10%，ASR按典型型系統設計，并取.。三時間安排：6.36.4 查閱相關資料；6.46.6 按要求設計相關內容，完成設計文本6.7 考核答辯四參考書目：1.電力拖動自動控制系統（第3版）陳伯時主編 機械工業出版社2.電力電子技術（第4版） 王兆安 黃俊主編 機械工業出版社3.自動控制理論 劉丁主編 機械工業出版社4.電機及拖動基

3、礎（第3版） 顧繩谷主編 機械工業出版社 目錄緒論 1一調節器的工程設計方法的基本思路2二電流調節器的設計32.1 電流環結構框圖的化簡32.2 電流調節器結構的選擇42.3 電流調節器的參數計算52.4 校驗62.5計算調節器電阻和電容7三轉速調節器的設計83.1 電流環的等效閉環傳遞函數83.2 轉速環結構的化簡和轉速調節器結構的選擇93.3 轉速調節器的參數的計算103.4 校驗113.5 計算調節器電阻和電容113.6 校核轉速超調量12四轉速調節器退飽和時轉速超調量的計算12五總結16 緒論 在單閉環直流調速系統中，電流截止負反饋環節是專門用來控制電流的，但它只能在超過臨界電流值 I

4、dcr 以后，靠強烈的負反饋作用限制電流的沖擊 ， 并不能很理想地控制電流的動態波形。而采用轉速負反饋和PI調節器的單閉環直流調速系統可以在保證系統穩定的前提下實現轉速無靜差。但是，如果對系統的動態性能要求較高，例如：要求快速起制動，突加負載動態速降小等等，單閉 環系統就難以滿足需要。為了實現轉速和電流兩種負反饋分別起作用，可在系統中設置兩個調節器，分別調節轉速和電流，即分別引入轉速負反饋和電流負反饋。二者之間實行嵌套（或稱串級）聯接如下圖所示。圖中，把轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出去控制電力電子變換器UPE。從閉環結構上看，電流環在里面，稱作內環；轉速環在外邊，稱

5、作外環。這就形成了轉速、電流雙閉環調速系統。TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPEL-MTG+ 圖1-1 轉速、電流雙閉環直流調速系統結構圖 ASR轉速調節器 ACR電流調節器 TG測速發電機TA電流互感器 UPE電力電子變換器 一 調節器的工程設計方法的基本思路 應用工程設計方法來設計轉速、電流雙閉環調速系統的兩個調節器。按照設計多環控制系統先內環后外環的一般原則，從內環開始，逐步向外擴展。在雙閉環系統中，應該首先設計電流調節器，然后把整個電流環看作是轉速系統中的一個環節，再設計轉速調節器。雙閉環調速系統的實際動態結構圖繪于圖1-2，它與前述的圖1-1不

6、同之處在于增加了濾波環節，包括電流濾波、轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節。-IdLUd0Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*iUcKs Tss+1Id1Ce+Eb T0is+11 T0is+1ASR1 T0ns+1a T0ns+1U*nn電流內環 圖1-2 雙閉環調速系統的動態結構圖 T0i 電流反饋濾波時間常數 T0n 轉速反饋濾波時間常數 二 電流調節器的設計 2.1 電流環結構圖的簡化 1）忽略反電動勢的動態影響 在按動態性能設計電流環時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態影響，即E0。這時，電流環如下圖所示。Ud0(s)+-Ui (s)ACR1/RTl s+1U*i(s)U

7、c (s)Ks Tss+1Id (s)b T0is+11 T0is+1 圖2-1a 電流環的動態結構圖及其化簡 2）等效成單位負反饋系統 如果把給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效地移到環內，同時把給定信號改成U*i(s) / ，則電流環便等效成單位負反饋系統（圖2-1b）。 +-ACRUc (s)Ks /R (Tss+1)(Tl s+1)Id (s)U*i(s)bb T0is+1圖2-1b 3）小慣性環節近似處理 最后，由于Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以當作小慣性群而近似地看作是一個 慣性環節，其時間常數為 Ti = Ts + Toi （2-1）簡化的近似條件為 電流環結構圖最終簡

8、化成圖2-1c。 +-ACRUc (s)bKs /R (Tls+1)(TSis+1)Id (s)U*i(s)b+-ACRUc (s)bKs /R (Tls+1)(TSis+1)Id (s)U*i(s)b圖2-1c2.2 電流調節器結構的選擇 從穩態要求上看，希望電流無靜差，以得到理想的堵轉特性，由圖2-23c可以看出，采用 I 型系統就夠了。從動態要求上看，實際系統不允許電樞電流在突加控制作用時有太大的超調，以保證電流在動態過程中不超過允許值，而對電網電壓波動的及時抗擾作用只是次要的因素，為此，電流環應以跟隨性能為主，應選用典型I型系統。 1）電流調節器選擇 圖2-1c表明，電流環的控制對象是

9、雙慣性型的，要校正成典型 I 型系統，顯然應采用PI型的電流調節器，其傳遞函數可以寫成 （2-2）為了讓調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇 （2-3）則電流環的動態結構圖便成為圖2-24a所示的典型形式，其中 （2-4）式中 Ki 電流調節器的比例系數； i 電流調節器的超前時間常數。 校正后電流環的結構和特性a) 動態結構圖: 圖2-2 校正成典型型系統電流環動態結構框圖b) 開環對數幅頻特性: 圖2-3 校正成典型型系統電流環開環對數幅頻特性2.3 電流調節器的參數計算 表2-1 典型I型系統跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系 由式2-2可以看出，電流調節器的參數是 和，其中已

10、選定，待定的只有比例系數，可根據所需的動態性能指標選取。設計要求電流超調量，由表2-1，KT=可選，且已知=，因此 電流環開環增益： 雙閉環調速系統在穩態工作中，當兩個調節器都不飽和時。各變量之間的關系： 已知兩個調節器的輸入和輸出最大值都是，額定轉速，額定電流，過載倍數，則轉速反饋系數： 電流反饋系數： 由式（2-3）和（2-4），且已知，則電流調節器的比例系數：2.4 校驗1）檢查對電源電壓的抗擾性能：，參照表2-2的典型型系統動態抗擾性能都是可以接受的。表2-2 典型型系統動態抗擾性能指標與參數的關系電流截止頻率：2）晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件 滿足近似條件。3）忽略反電動勢變化對

11、電流環動態影響的條件，已知 滿足近似條件。4）電流環小時間常數近似處理條件 滿足近似條件。2.5 計算調節器電阻和電容含給定濾波和反饋濾波的模擬式PI型電流調節器原理圖如圖2-4，圖中為電流給定電壓，為電流反饋電壓，調節器的輸出就是電力電子變換器的控制電壓。根據運算放大器的電路原理，且已知,可以容易地導出： ，取20，取，取 圖2-4 含給定濾波與反饋濾波的PI型電流調節器按照上述參數：，電流環可以達到的動態跟隨性能指標為（見表2-1），滿足以上要求。三轉速調節器的設計3.1 電流環的等效閉環傳遞函數電流環經化簡后可視作轉速環中的一個環節，為此需要求出它的閉環傳遞函數，由圖2-2可知： （3-

12、1）忽略高此項，可降階近似為： （3-2）接入轉速環內，電流環等效環節的輸入量應為，因此電流環在轉速環中應等效為： （3-3）這樣，原來是雙慣性環節的電流環控制對象，經閉環控制后，可以近似地等效成只有較小時間常數的一階慣性環節。這表明，電流的閉環控制改造了控制對象，加快了電流的跟隨作用。3.2 轉速環結構的化簡和轉速調節器結構的選擇用電流環的等效環節代替圖1-1中的電流環后，整個轉速控制系統的動態結構框圖如圖3-1所示。圖3-1 用等效環節代替電流環 和電流環中一樣，把轉速給定濾波和反饋濾波環節移到環內，同時將給定信號改成，再把時間常數和的兩個小慣性環節合并起來，近似成一個時間常數為的慣性環節

13、，其中，則轉速環結構框圖可化簡成圖3-2。 圖3-2 等效成單位負反饋和小慣性的近似處理為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前必須有一個積分環節，它應該包含在轉速調節器中?，F在擾動作用點后面已經有了一個積分環節，因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以應該設計成典型系統，這樣的系統同時也能滿足動態抗擾性能好的要求。至于其階躍響應超調量較大，那么線性系統的計算數據，實際系統中轉速調節器的飽和非線性性質會使超調量大大降低。由此可見也應該采用PI調節器，其傳遞函數為： （3-4）式中 -轉速調節器的比例系數 -轉速調節器的超前時間常數這樣，調速系統的開環傳遞函數為：令轉速環開環增益為： （3-

14、5） 則 （3-6） 圖3-3 校正后成為典型系統 在典型系統的開環傳遞函數中，時間常數是控制對象固定的，待定的參數有和。為 了分析方便，引入一個新的變量，令 （3-7） 圖3-4 典型系統的開環對數幅頻特性和中頻寬 3.3 轉速調節器的參數的計算已知KT=，則電流環等效時間常數： 已知，則小時間常數近似處理的時間常數為：按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取，則的超前時間常數為： 由式可知轉速環開環增益為： 由式可知的比例系數為： 3.4 校驗由式可知轉速環的截止頻率為： 1） 電流環傳遞函數化簡條件 滿足簡化要求。2） 轉速環小時間常數近似處理條件 滿足近似條件。3.5 計算調節器電阻和電容 根

15、據圖3-5，已知，則，取 ，取圖3-5 含給定濾波與反饋濾波的PI型轉速調節器 3.6 校核轉速超調量表3-1 典型系統階躍輸入跟隨性能指標（按準則確定參數關系）34567891052.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%2.402.652.853.03.13.23.33.3512.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.2032211111當時，由表3-1，不能滿足設計要求。實際上，由于表3-1是按線性系統計算的，而突加階躍給定時，飽和，不符合線性系統的前提，應該按退飽和的情況重新計算超調量。四轉速調節器退飽和時轉速超調量的計

16、算計算退飽和超調量時，起動過程可按分段線性化的方法來處理。當飽和時，相當于轉速環開環，電流環輸入恒定電壓，如果忽略電流環短暫的跟隨過程，其輸出量也基本上是恒定值，因而電動機基本上按恒加速度起動，其加速度為 （4-1）這個加速過程一直延續到時刻時為止。取式（4-1）的積分，得 （4-2）考慮到和，則 （4-3）退飽和后，轉速環恢復到線性范圍內運行，系統的結構框圖見圖3-1。描述系統的微分方程和前面分析線性系統的跟隨性能時相同，只是初始條件不同了。分析線性系統跟隨性時，初始條件為，討論退飽和超調時，飽和階段的終了狀態就是退飽和階段的初始狀態，只是把時間坐標零點從移到時刻即可。因此，退飽和的初始條件

17、是，由于初始條件發生了變化，盡管兩種情況的動態結構框圖和微分方程完全一樣，過渡過程還是不同的。因此，退飽和超調量并不等于典型系統跟隨性能指標中的超調量。當選用PI調節器時，圖3-1所示的調速系統結構框圖可以繪成圖4-1。由于感興趣的是在穩態轉速以上的超調部分，即只考慮，可以把初始條件轉化為，。由于圖4-2的給定信號為零，可以不畫，而把的反饋作用反饋到主通道第一個環節的輸出量上，得到圖4-3。為了保持圖4-3和圖4-2各量間的加減關系不變，圖4-3中的和的+、-號相應的變化。圖4-1 調速系統的等效動態結構框圖以轉速為輸出量圖4-2 調速系統的等效動態結構框圖以轉速超調值為輸出量圖4-3 調速系

18、統的等效動態結構框圖圖4-2的等效變化可以把退飽和超調看作是在的負載下以穩定運行，在時刻負載由 減小到，轉速產生一個動態速升與恢復的過程。可利用表4-1給出的典型系統抗擾性能指標來計算退飽和超調量，只要注意的基準值即可。表4-1 典型系統動態抗擾性能指標與參數的關系34567891072.2%775%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%2.452.702.853.003.153.253.303.4013.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.85在典型系統抗擾性能指標中，的基準值的為 （4-4）可知 ，所以的基準應是 (4-5)令表示電機允許的過載倍數，即，表示負載系數，為調速系統開環機械的額定穩態速降，代入（4-5），可得 （4-6）作為轉速的超調量，其基準值應該是，因此退飽和超調量可以由表4-1列出的數據經基準值換算后求得，即 （4-7）設理想空載起動時，已知電機允許的過載倍數，A，。當，由表4-1查得=81.2%，將數據代入式（4-7），可得10%能滿足超調量的要求。6 總結