1、交交變頻電路 4- 1 交交變頻電路 4- 2 本章主要講述 交流交流-交流變流電路交流變流電路 把一種形式的交流變成另一種形式交流的電路 變頻電路改變頻率的電路 交交變頻 直接 交直交變頻 間接 交流電力 控制電路 只改變電壓,電 流或控制電路 的通斷,而不改 變頻率的電路。 交流調壓電路 相位控制 交流調功電路 通斷控制 交交變頻電路 4- 3 原理原理 兩個晶閘管反并 聯后串聯在交流電路 中，通過對晶閘管的 控制就可控制交流電 力。 電路圖 交交變頻電路 4- 4 應用應用 1 燈光控制（如調光臺燈和舞臺燈光控制)。 2 異步電動機軟起動。 3 異步電動機調速。 4 供用電系統對無功功率

2、的連續調節。 5 在高壓小電流或低壓大電流直流電源中， 用于調節變壓器一次電壓。 交交變頻電路 4- 5 交交變頻電路 4- 6 O u1 uo i o u V T wt Owt Owt Owt 1) 電阻負載 圖4-1 電阻負載單相交流調壓電路及其波形 輸出電壓與輸出電壓與 的關系的關系: : 移相范圍為0 a 。 a =0時，輸出電壓為最大 。 Uo=U1, 隨 a 的增大，Uo降低， a =時， Uo =0。 與與 a 的關系的關系: : a =0時，功率因數 =1， a 增大，輸入電流滯后于電壓 且畸變，降低。 交交變頻電路 4- 7 若晶閘管短接，穩態時負 載電流為正弦波，相位滯后于

3、 u1的角度為j ，當用晶閘管控 制時，只能進行滯后控制，使 負載電流更為滯后。 a =0時刻仍定為u1過零的 時刻，a 的移相范圍應為j a 。 1) 阻感負載 0.6 O u1 u 1 u o i o u VT wt O wt Owt wt O u uG1 G1 u G2 O O wt wt 圖4-2 電阻負載單相交流調壓電路及其波形 u 負載阻抗角： j = arctan(wL / R) VT1 交交變頻電路 4- 8 q 02010060140180 20 100 60 /( ) 180 140 a /( ) j = 90 75 60 45 30 15 0 圖4-3 單相交流調壓電路以

4、a 為參變量的和a關系曲線 wt = t = a 時刻開通晶閘管 VT1，可求得 （47） j q jajqa tg )sin()sin( e 當 a = j 時 = 當 a j 時 以j 為參變量，利用（4 7)可把a 和 的關系表 示成右圖。 交交變頻電路 4- 9 圖4-4 單相交流調壓電路a為參變量時I VTN和a關系曲線 j = 90 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 16018004012080 75 60 45 j = 0 a /( ) IVTN 負載電流有效值 (4-10) IVT的標么值 (4-11) 12U Z IIVTVTN VTII20 交交變頻電路 4- 10

5、圖4-5 aj時阻感負載交流調壓電路工作波形 wt wt wt wt 圖4-5 a a a qO O O O u1 iG1 iG2 ioj iT1 iT2 當阻感負載, a j 時電 路工作情況。 圖4-2 阻感負載單相交流調壓電路 VT1的導通時間超過 。 觸發VT2時， io尚未 過零， VT1仍導通， VT2不會導通。io過零 后，VT2才可開通， VT2導通角小于。 衰減過程中， VT1導 通時間漸短， VT2的 導通時間漸長。 交交變頻電路 4- 11 3) 單相交流調壓電路的諧波分析 電阻負載 由于波形正負半波對稱，所以不含直流分 量和偶次諧波。 (4-12) 基波和各次諧波有效值

6、 (4-13) 負載電流基波和各次諧波有效值 (4-14) 電流基波和各次諧波標么值隨 a變化 的曲線（基準電流為a =0時的有效值） 如圖4-6所示。 ,5,3, 1 o )sincos()( n nn tnbtnatuwww 22 on 2 1 nn baU RUI/ onon 060120180 圖4-6 基波 3次 5次 7次 觸發延遲角a/( ) In/I*/% 20 40 60 80 100 圖4-6 電阻負載單相交流調 壓電路基波和諧波電流含量 交交變頻電路 4- 12 電流諧波次數和電阻負載時相同，也只含3、5、7 等次諧波。 隨著次數的增加，諧波含量減少。 和電阻負載時相比，

7、阻感負載時的諧波電流含量少一 些。 當a 角相同時，隨著阻抗角j 的增大，諧波含量有所 減少。 阻感負載 交交變頻電路 4- 13 4) 斬控式交流調壓電路 在交流電源u1的正半周 R L 圖4-7 u1 i1 uo V1 V2 VD 1 VD 2 V3 V4 VD 4 VD 3 圖4-7 斬控式交流調壓電路 用V1進行斬波控制 用V3給負載電流 提供續流通道 交交變頻電路 4- 14 R L 圖4-7 u1 i1 uo V1 V2 VD 1 VD 2 V3 V4 VD 4 VD 3 用V2進行斬波控制 用V4給負載電流 提供續流通道 圖4-7 斬控式交流調壓電路 4) 斬控式交流調壓電路 在

8、交流電源u1的負半周 交交變頻電路 4- 15 u 特性特性 圖4-8 電阻負載斬控 式交流調壓電路波形 電源電流的基波分量和 電源電壓同相位，即位 移因數為1。 電源電流不含低次諧波， 只含和開關周期T有關 的高次諧波。 功率因數接近1。 交交變頻電路 4- 16 根據三相聯結形式的不同，三相交流調壓電路具有多種形式 圖4-9 三相交流調壓電路 a) 星形聯結b) 線路控制三角形聯結 c) 支路控制三角形聯結d) 中點控制三角形聯結 交交變頻電路 4- 17 三線四相 基本原理：相當于三個單 相交流調壓電路的組合， 三相互相錯開120工作。 基波和3倍次以外的諧波 在三相之間流動，不流過 零

9、線。 問題：三相中3倍次諧波 同相位，全部流過零線。 零線有很大3倍次諧波電 流。 a =90時，零線電 流甚至和各相電流的有效 值接近。 1) 星形聯結電路 可分為三線三相和三線四相可分為三線三相和三線四相 圖4-9 三相交流調壓電路 a) 星形聯結 交交變頻電路 4- 18 u三相三線，主要分析阻負載時的情況 圖4-9 三相交流調壓電路 a) 星形聯結 任一相導通須和另一相構 成回路。 電流通路中至少有兩個晶 閘管，應采用雙脈沖或寬 脈 沖觸發。 觸發脈沖順序和三相橋式 全控整流電路一樣，為 VT1 VT6,依次相差60。 相電壓過零點定為a 的起 點， a角移相范圍是 0 150。 交交

10、變頻電路 4- 19 (1)0 a 60： 三管導通與兩 管導通交替， 每管導通180 a 。但a =0時一直是 三管導通。 圖4-10 不同a角時負載相電壓波形 a) a =30 交交變頻電路 4- 20 60 a 90： 兩管導 通，每 管導通120。 (2) 圖4-10 不同a角時負載相電壓波形 b) a =60 交交變頻電路 4- 21 (3)90 a 150： 兩管導通與無 晶閘管導通交 替，導通角度 為3002 a。 圖4-10 不同a角時負載相電壓波形 c) a =120 交交變頻電路 4- 22 u諧波情況 電流諧波次數為6k1(k=1，2，3，)，和三相 橋式全控整流電路交流

11、側電流所含諧波的次數完全 相同。 諧波次數越低，含量越大。 和單相交流調壓電路相比，沒有3倍次諧波，因三 相對稱時，它們不能流過三相三線電路。 交交變頻電路 4- 23 2） 支路控制三角聯結電路 圖49三相交流調壓電路 c)支路控制三角形聯結 u由三個單相交流調壓電路由三個單相交流調壓電路 組成，分別在不同的線電組成，分別在不同的線電 壓作用下工作壓作用下工作。 單相交流調壓電路的分 析方法和結論完全適用。 輸入線電流（即電源電 流）為與該線相連的兩個 負載相電流之和。 交交變頻電路 4- 24 u 諧波情況諧波情況 c)支路控制三角形聯結 圖49三相交流調壓電路 3倍次諧波相位和大小 相同

12、，在三角形回路中 流動，而不出現在線電 流中。 線電流中所諧波次數 為6k1(k為正整數)。 在相同負載和a 角時， 線電流中諧波含量少于 三相三線星形電路。 交交變頻電路 4- 25 u典型用例晶閘管控制 電抗器（Thyristor Controlled ReactorTCR） 配以固定電容器，就可在從容性到感性的范圍內連續 調節無功功率，稱為靜止無功補償裝置( (Static Var CampensatorSVC），用來對無功功率進行動態補償， 以補償電壓波動或閃變。 圖4-11 晶閘管控制電抗器(TCR)電路 a 移相范圍為90 180。 控制a 角可連續調節 流過電抗器的電流，從 而調

13、節無功功率。 交交變頻電路 4- 26 圖4-11 晶閘管控制 電抗器(TCR)電路 a)b)c) 圖4-12 TCR電路負載相電流和輸入線電流波形 a) =120 b) =135 c) =160 交交變頻電路 4- 27 仿真波形 仿真工具為PECS 2.0（本課題組教師獨立開發的 仿真軟件） 圖4-12 TCR電路負載相電流和輸入線電流波形 a) =120 b) =135 c) =160 a）b）c） 交交變頻電路 4- 28 交交變頻電路 4- 29 交流調功電路與交流調壓電路的異同比較 相同點相同點 電路形式完全相同完全相同 不同點不同點 控制方式不同不同 交流調壓電路在每個電源周期周

14、期都對輸出電壓波形 進行控制。 交流調功電路是將負載與交流電源接通幾個周期, 在斷開幾個周期,通過通斷周波數的比值來調節負 載所消耗的平均功率。 交交變頻電路 4- 30 u 電阻負載時的工作情況 2N M 電源周期 控制周期=M倍電源周期=2 4 M O 導通段= M 3 M 2 M uo u1uo,io wt U12 圖4-13 交流調功電路典 型波形(M =3、N =2) 圖41電阻負載單相交流調壓電路 控制周期為M倍電源 周期，晶閘管在前N 個周期導通，后M N個周期關斷。 負載電壓和負載電流 （也即電源電流）的 重復周期為M倍電源 周期。 交交變頻電路 4- 31 u 諧波情況 01

15、2 14 諧波次數 相對于電源頻率的倍數 圖4-14交流調功電路的 電流頻譜圖(M =3、N =2) 2 4 6108 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 051234 In/I0m 圖4-14的頻譜圖（以控制 周期為基準）。In為n次諧波 有效值， Io為導通時電路電 流幅值。 以電源周期為基準，電流 中不含整數倍頻率的諧波， 但含有非整數倍頻率的諧波。 而且在電源頻率附近，非 整數倍頻率諧波的含量較大。 交交變頻電路 4- 32 概念概念 把晶閘管反并聯后串入交流電路中，代替電路中 的機械開關，起接通和斷開電路的作用。 優點優點 響應速度快，無觸點，壽命長，可頻繁控制通斷。 u

16、與交流調功電路的區別區別 并不控制電路的平均輸出功率。 通常沒有明確的控制周期，只是根據需要控制 電路的接通和斷開。 控制頻度通常比交流調功電路低得多。 交交變頻電路 4- 33 u晶閘管投切電容（Thyristor SwitchedCapacitorTSC） 圖4-15 TSC基本原理圖 a) 基本單元單相簡圖 b) 分組投切單相簡圖 u作用 對無功功率控制，可提 高功率因數，穩定電網 電壓，改善供電質量。 性能優于機械開關投切 的電容器。 u結構和原理 晶閘管反并聯后串入交 流電路。 實際常用三相，可三角 形聯結，也可星形聯結。 交交變頻電路 4- 34 晶閘管的投切 選擇晶閘管投入時刻的

17、原則： 該時刻交流電源電壓和電容 器預充電電壓相等，這樣電 容器電壓不會產生躍變，就 不會產生沖擊電流。 理想情況下，希望電容器預 充電電壓為電源電壓峰值， 這時電源電壓的變化率為零， 電容投入過程不但沒有沖擊 電流，電流也沒有階躍變化。12 t t t t u s iC u C VT 1 VT 2t t u VT 1 u us iC uC C VT 1 VT 2 VT1 圖4-16 TSC理想投切時刻原理說明 交交變頻電路 4- 35 TSC電路也可采用晶閘管和 二極管反并聯的方式 由于二極管的作用，在 電路不導通時uC總會維 持在電源電壓峰值。 成本稍低，但響應速度 稍慢，投切電容器的最

18、大時間滯后為一個周波。 12 t t t t u s iC u C VT 1 VT 2t t u VT 1 u us iC uC C VT 1 VT 2 VT1 圖4-16 TSC理想投切時刻原理說明 交交變頻電路 4- 36 交交變頻電路 4- 37 u晶閘管交交變頻電路，也稱周波變流器 (Cycloconvertor) 把電網頻率的交流電變成可調頻率的交流電的變 流電路，屬于直接變頻電路屬于直接變頻電路。 廣泛用于大功率交流電動機調速傳動系統，實際 使用的主要是三相輸出交交變頻電路。 交交變頻電路 4- 38 1) 電路構成和基本工作原理 Z P N 輸出電壓平均輸出電壓 圖4-18 O

19、uo uo aP=0 aP= 2 aP= 2 wt 圖4-18 單相交交變頻電 路原理圖和輸出電壓波形 u電路構成 如圖4-18，由P組和 N組反并聯的晶閘管變 流電路構成，和直流電 動機可逆調速用的四象 限變流電路完全相同。 變流器P和N都是相控 整流電路。 交交變頻電路 4- 39 u工作原理 P組工作時，負載電流 io為正正。 N組工作時，io為負負。 兩組變流器按一定的頻 率交替工作，負載就得 到該頻率的交流電。 改變兩組變流器的 切換頻率，就可改 變輸出頻率wo 。 改變變流電路的控 制角a，就可以改變 交流輸出電壓的幅 值。 Z P N 輸出電壓平均輸出電壓 圖4-18 O uo

20、uo aP=0 aP= 2 aP= 2 wt 圖4-18 單相交交變頻電 路原理圖和輸出電壓波形 交交變頻電路 4- 40 u為使uo波形接近正弦波，可按正弦規律對a 角進 行調制。 在半個周期內讓P組 a 角按正弦規律從90減 到0或某個值，再增加到90，每個控制間隔內 的平均輸出電壓就按正弦規律從零增至最高，再 減到零。另外半個周期可對N組進行同樣的控制。 uo由若干段電源電壓拼接而成，在uo的一個周 期內，包含的電源電壓段數越多，其波形就越接 近正弦波。 交交變頻電路 4- 41 2) 整流與逆變工作狀態 a) 整流 逆變 阻斷 圖4-19 b) P N t t t t t 整流 逆變

21、阻斷 O O O O O uo,iouo io t1t2t3t4t5 uouP uN uo iP iN uPuNuo io iNiP 圖4-19 理想化交交變頻電路的 整流和逆變工作狀態 阻感負載為例，也適用于交 流電動機負載。 把交交變頻電路理想化，忽 略變流電路換相時uo的脈動 分量，就可把電路等效成圖 4-19a所示的正弦波交流電 源和二極管的串聯。 交交變頻電路 4- 42 設負載阻抗角為j ，則 輸出電流滯后輸出電壓j 角。 兩組變流電路采取無環 流工作方式，即一組變 流電路工作時，封鎖另 一組變流電路的觸發脈 沖。 a) 整流 逆變 阻斷 圖4-19 b) P N t t t t

22、t 整流 逆變 阻斷 O O O O O uo,iouo io t1t2t3t4t5 uouP uN uo iP iN uPuNuo io iNiP 圖4-19 理想化交交變頻電路的 整流和逆變工作狀態 交交變頻電路 4- 43 u工作狀態 圖4-19 理想化交交變頻電路的整流 和逆變工作狀態 a) 整流 逆變 阻斷 圖4-19 b) P N t t t t t 整流 逆變 阻斷 O O O O O uo,iouo io t1t2t3t4t5 uouP uN uo iP iN uPuNuo io iNiP 圖4-19 理想化交交變頻電路的 整流和逆變工作狀態 t1t3期間：io正半周，正組工

23、作，反組被封鎖。 t1 t2： uo和io均為正，正 組整流，輸出功率為正。 t2 t3 ： uo反向， io仍為 正，正組逆變，輸出功率為 負。 交交變頻電路 4- 44 t3 t5期間： io負半周，反組 工作，正組被封鎖。 t3 t4 ：uo和io均為負，反 組整流，輸出功率為正。 t4 t5 ： uo反向， io仍為 負，反組逆變，輸出功率 為負。 a) 整流 逆變 阻斷 圖4-19 b) P N t t t t t 整流 逆變 阻斷 O O O O O uo,iouo io t1t2t3t4t5 uouP uN uo iP iN uPuNuo io iNiP 圖4-19 理想化交交變

24、頻電路的 整流和逆變工作狀態 小結小結： 哪一組工作由io方向決 定，與uo極性無關。 工作在整流還是逆變， 則根據uo方向與io方向 是否相同確定。 交交變頻電路 4- 45 當uo和io的相位差小于90時，一周期內電網向負載提供能量 的平均值為正，電動機工作在電動狀態。 當二者相位差大于90時，一周期內電網向負載提供能量的平 均值為負，電網吸收能量，電動機為發電狀態。 考慮無環流工作方式下io過零的死區時間，一周期可分為6段。 1 O O 2 34 5 6 圖4-20 uo io wt wt 圖4-20 單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形 第1段 io 0，反組逆變 第2段 電流過零，為無

25、環流死區第3段 io 0， uo 0，正組整流 第4段 io 0， uo 0，正組逆變 第5段 又是無環流死區 第6段 io 0， uo 0，為反組整流 交交變頻電路 4- 46 3) 輸出正弦波電壓的 調制方法 u 介紹最基本的、廣泛使 用的余弦交點法。 設Ud0為a = 0時整 流電路的理想空載電 壓，則有 (4- 15) 每次控制時a角不同， 表示每次控制 間隔內uo的平均值。 acos d0o Uu 0u 圖4-21 u2u3u4u5u6u1 us2us3us4us5us6us1 uo aP3aP4 wt wt 圖4-21 余弦交點法原理 交交變頻電路 4- 47 設期望的正弦波輸出電

26、 壓為 (4-16） 比較式(4-15)和(4-16)， 應使 (4-17) g g 稱為輸出電壓比： tt U U oo d0 om sinsincoswgwa )10( 0 gg d om U U tUu oomo sinw 圖4-21 余弦交點法原理 圖4-21 u2u3u4u5u6u1 us2us3us4us5us6us1 uo aP3aP4 wt wt 交交變頻電路 4- 48 )sin(cos o 1 twga 圖4-21 余弦交點法原理 圖4-21 u2u3u4u5u6u1 us2us3us4us5us6us1 uo aP3aP4 wt wt 余弦交點法基本公式 (4-18) u

27、余弦交點法圖解 線電壓uab、 uac 、 ubc 、 uba 、 uca和 ucb依次用u1 u6表 示。 相鄰兩個線電壓的交 點對應于a =0。 交交變頻電路 4- 49 u1u6所對應的同步信 號分別用us1us6表示 u s 1 u s 6 比 相 應 的 u 1 u 6 超前30， us1us6的最大值和相 應線電壓a =0的時刻 對應。 以a =0為零時刻，則 us1us6為余弦信號。 希望輸出電壓為uo， 則各晶閘管觸發時刻 由 相 應 的 同 步 電 壓 us1us6的下降段和uo 的交點來決定。 圖4-21 余弦交點法原理 圖4-21 u2u3u4u5u6u1 us2us3u

28、s4us5us6us1 uo aP3aP4 wt wt 交交變頻電路 4- 50 u不同g g 時，在uo一周 期內， a 隨 w ot 變化 的情況。圖中， g g 較小，即輸出電壓較 低時，a只在離90 很近的范圍內變化， 電路的輸入功率因數 非常低。 g = 0 g = 0.1 相位控制角a/( ) 輸出相位w 0 t 圖4-22 120 150 180 30 60 90 0 0.1 0.2 0.3 0.8 0.9 1.0 0.8 0.2 0.3 0.9 1.0 2 2 2 3 圖4-22 不同g g 時a和wot的關系 )sin(sin 2 )sin(cos o 1 o 1 t t w

29、g wga 交交變頻電路 4- 51 4) 輸入輸出特性 (1) 輸出上限頻率 輸出頻率增高時，輸出電壓一周期所含電網電壓段 數減少，波形畸變嚴重。 電壓波形畸變及其導致的電流波形畸變和轉矩脈動 是限制輸出頻率提高的主要因素。 就輸出波形畸變和輸出上限頻率的關系而言，很難 確定一個明確的界限。 當采用6脈波三相橋式電路時，輸出上限頻率不高于 電網頻率的1/31/2。電網頻率為50Hz時，交交變 頻電路的輸出上限頻率約為20Hz。 交交變頻電路 4- 52 圖4-23 單相交交 變頻電路的功率因數 (2) 輸入功率因數 輸入電流相位滯后于輸入電壓， 需要電網提供無功功率。 一周期內， a角以90

30、為中心 變化。 輸出電壓比g g 越小，半周期內a 的平均值越靠近90。 負載功率因數越低，輸入功率 因數也越低。 不論負載功率因數是滯后的還 是超前的，輸入的無功電流總 是滯后。 0.8 0.6 0.4 0.2 0 g =1.0 輸入位移因數 負載功率因數 （ 滯后 ）負載功率因數 （ 超前 ） 圖4-23 0 1.00.20 0.8 0.6 0.4 0.2 0.8 0.6 0.4 0 .2 負載功率因數（超前）負載功率因數（滯后） 輸入位移因數 交交變頻電路 4- 53 (3) 輸出電壓諧波 輸出電壓的諧波頻譜非常復雜，既和電網頻率f fi i以及 變流電路的脈波數有關，

31、也和輸出頻率f fo o有關。 采用三相橋時，輸出電壓所含主要諧波的頻率為 6fifo，6fi3fo，6fi5fo， 12fifo，12fi3fo，12fi5fo， 采用無環流控制方式時，由于電流方向改變時死區 的影響，將增加5fo、7fo等次諧波。 交交變頻電路 4- 54 (4) 輸入電流諧波 輸入電流波形和可控整流電路的輸入波形類似，但其幅 值和相位均按正弦規律被調制。 采用三相橋式電路的交交變頻電路輸入電流諧波頻率 (4-19) 和 (4-20) 式中，k=1,2,3,；l=0,1,2,。 oiin 216lffkf oiin 2kfff 交交變頻電路 4- 55 由三組輸出電壓相位各

32、差120的單相交交變頻電 路組成。 1) 電路接線方式 公共交流母線進線方式公共交流母線進線方式 輸出星形聯結方式輸出星形聯結方式 交交變頻電路主要應用于大功率交流電機 調速系統，使用的是三相交交變頻電路。 交交變頻電路 4- 56 (1)公共交流母線進線方式 圖4-24 公共交流母線進線 三相交交變頻電路（簡圖） 由三組彼此獨立的、輸出電 壓相位相互錯開120的單 相交交變頻電路構成。 電源進線通過進線電抗器接 在公共的交流母線上。 因為電源進線端公用，所以 三組的輸出端必須隔離。為 此，交流電動機的三個繞組 必須拆開。 主要用于中等。容量的交流 調速系統。 交交變頻電路 4- 57 (2)

33、 輸出星形聯結方式 三組的輸出端是星形聯結，電動機的三個繞組也是星 形聯結 電動機中點不和變頻器中點接在一起，電動機只引出 三根線即可 圖4-25 輸出星形聯結方式三相交交變頻電路 a）簡圖 b）詳圖 三組的輸出端是星形聯結，電動機的三個繞組也 是星形聯結。 電動機中點不和變頻器中點接在一起，電動機只 引出三根線即可。 交交變頻電路 4- 58 圖4-25 輸出星形聯結方式三相交交變頻電路 a）簡圖 b）詳圖 因為三組的輸出聯接在一起，其電源進線必須隔離，因此 分別用三個變壓器供電。 由于輸出端中點不和負載中點相聯接，所以在構成三相變 頻電路的六組橋式電路中，至少要有不同輸出相的兩組橋中 的四

34、個晶閘管同時導通才能構成回路，形成電流。 交交變頻電路 4- 59 圖4-25 輸出星形聯結方式三相交交變頻電路 a）簡圖 b）詳圖 和整流電路一樣，同一組橋內的兩個晶閘管靠雙觸 發脈沖保證同時導通。 兩組橋之間則是靠各自的觸發脈沖有足夠的寬度， 以保證同時導通。 交交變頻電路 4- 60 2) 輸入輸出特性 輸出上限頻率和輸出電壓諧波和單相交交變頻電路是一致的。 u輸入電流 總輸入電流由 三個單相的同一 相輸入電流合成 而得到。 有些諧波相互 抵消，諧波種類 有所減少，總的 諧波幅值也有所 降低。 200t/ms 輸出電壓 單相輸出時 U相輸入電流 三相輸出時 U相輸入電流 200 t/ms

35、 200t/ms 圖4-26 交交變頻電路的輸入電流波形 交交變頻電路 4- 61 諧波頻率為 (4-21) 和 (4-22) 式中k=1,2,3,l=0,1,2,。 采用三相橋式電路時， 輸入諧波電流的主要頻 率為fi6fo、5fi 、 5fi6fo 、 7fi 、 7fi6fo 、 11fi 、 11fi6fo fi12fo等。 其中5fi次諧波的幅值最 大。 oiin 616lffkf oiin 6kfff200t/ms 輸出電壓 單相輸出時 U相輸入電流 三相輸出時 U相輸入電流 200 t/ms 200t/ms 圖4-26 交交變頻電路的輸入電流波形 交交變頻電路 4- 62 u輸入

36、功率因數 三相總輸入功率因數應為 (4-23) 三相電路總的有功功率為各相有功功率之和 但視在功率卻不能簡單相加，而應由總輸入電流有效值 和輸入電壓有效值來計算，比三相各自的視在功率之和 要小 三相總輸入功率因數要高于單相交交變頻電路 S PPP S P cba 交交變頻電路 4- 63 3) 改善輸入功率因數和提高輸出電壓 u基本思路 各相輸出的是相電壓，而加在負載上的是線電壓。 在各相電壓中疊加同樣的直流分量或3倍于輸出頻 率的諧波分量，它們都不會在線電壓中反映出來， 因而也加不到負載上。利用這一特性可以使輸入功 率因數得到改善并提高輸出電壓。 u直流偏置 負載電動機低速運行時，變頻器輸出

37、電壓很低，各 組橋式電路的a角都在90附近，因此輸入功率因 數很低。 給各相輸出電壓疊加上同樣的直流分量，控制角a 將減小，但變頻器輸出線電壓并不改變。 交交變頻電路 4- 64 u交流偏置 梯形波輸出控制方式。 使三組單相變頻器的輸出均 為梯形波（也稱準梯形波）， 主要諧波成分是三次諧波。 在線電壓中三次諧波相互抵消， 線電壓仍為正弦波。 因為橋式電路較長時間工作在高輸出電壓區域（即梯形 波的平頂區），a角較小，因此輸入功率因數可提高 15%左右。 圖4-20正弦波輸出控制方式中，最大輸出正弦波相電 壓的幅值為Ud0。 在同樣幅值的情況下，梯形波中的基波幅值可提高15% 左右。值可 uAN的

38、基波分量 圖4-27 u O t uAB uAN uBN 圖4-27 梯形波控制方式的理想輸出電壓波形 交交變頻電路 4- 65 u交交變頻和交直交變頻的比較 8.1節中介紹間接變頻電路，先把交流變換成直流，再 把直流逆變成可變頻率的交流，稱交直交變頻電路。 交交變頻電路的優點優點： 交交變頻電路的缺點缺點： 接線復雜，采用三相橋式電路的三相交交變頻器至 少要用36只晶閘管。 受電網頻率和變流電路脈波數的限制，輸出頻率較 低。 輸入功率因數較低。 輸入電流諧波含量大，頻譜復雜。 效率較高（一次變流） 可方便地實現四象限工作 低頻輸出波形接近正弦波 交交變頻電路 4- 66 u 應用應用 主要用

39、于500kW或1000kW以上的大功率、低轉速的 交流調速電路中。目前已在軋機主傳動裝置、鼓風機、 礦石破碎機、球磨機、卷揚機等場合應用。 既可用于異步電動機，也可用于同步電動機傳動。 交交變頻電路 4- 67 簡介： 是近年出現的一種新穎的 變頻電路。 是直接變頻電路 ，采用 的開關器件是全控型。 控制方式是斬波控制。 拓撲結構： 三相輸入電壓為ua、 ub和 uc 三相輸出電壓為uu、 uv和 uw 圖4-28 矩陣式變頻器 交交變頻電路 4- 68 9個開關器件組成33 矩陣，因此該電路被稱 為矩陣式變頻電路 (Matrix Converter MC)或矩陣變換器。 圖中每個開關都是矩陣

40、 中的一個元素，采用雙 向可控開關，圖4-28b給 出了應用較多的一種開 關單元。 圖4-28 矩陣式變頻器 交交變頻電路 4- 69 u優點優點 輸出電壓為正弦波。 輸出頻率不受電網頻率的限制。 輸入電流也可控制為正弦波且和電壓同相。 功率因數為1，也可控制為需要的功率因數。 能量可雙向流動，適用于交流電動機的四象限運行。 不通過中間直流環節而直接實現變頻，效率較高。 交交變頻電路 4- 70 矩陣式變頻電路的基本工作原理 單相輸入單相輸入 對單相交流電壓us進行斬波 控制，即進行PWM控制時， 輸出電壓uo為 (4-24) 式中，T c開關周期； ton 一個開關周期內開關 導通時間；s

41、占空比。 ss c on o uu T t u a) b) c) U m U 1m U 2 3 U m 1 2 圖4-29 構造輸出電壓時可利用的輸入電壓部分 a)單相輸入 b) 三相輸入構造輸出相電壓 c) 三相 輸出構造輸出線電壓 交交變頻電路 4- 71 不同的開關周期中采用不同的s， 可得到與us頻率和波形都不同 的uo 。 由于單相交流us波形為正弦波， 可利用的輸入電壓部分只有如 圖4-29a所示的單相電壓陰影部 分，因此uo將受到很大的局限， 無法得到所需輸出波形。 a) b) c) U m U 1m U 2 3 U m 1 2 圖4-29 構造輸出電壓時可利用的輸入電壓部分 a

42、)單相輸入 b) 三相輸入構造輸出相電壓 c) 三相 輸出構造輸出線電壓 u利用三相相電壓利用三相相電壓 把輸入改為三相，就可利用 圖4-29b所示的三相相電壓包 絡線中所有的陰影部分。 交交變頻電路 4- 72 理論上所構造的uu的頻率可 不受限制。 但如uu必須為正弦波，則其 最大幅值僅為輸入相電壓ua 幅值的0.5倍。 a) b) c) U m U 1m U 2 3 U m 1 2 圖4-29 構造輸出電壓時可利用的輸入電壓部分 a)單相輸入 b) 三相輸入構造輸出相電壓 c) 三相 輸出構造輸出線電壓 u利用三相線電壓利用三相線電壓 用圖4-28a中第一行和第 二行的6個開關共同作用

43、來構造輸出線電壓uuv 。 交交變頻電路 4- 73 可利用圖4-29c中6個線電 壓包絡線中所有的陰影部 分。 當uuv必須為正弦波時，最 大幅值就可達到輸入線電 壓幅值的0.866倍。 正弦波輸出條件下矩陣式 變頻電路理論上最大的輸 出輸入電壓比。 a) b) c) U m U 1m U 2 3 U m 1 2 圖4-29 構造輸出電壓時可利用的輸入電壓部分 a)單相輸入 b) 三相輸入構造輸出相電壓 c) 三相 輸出構造輸出線電壓 交交變頻電路 4- 74 u以相電壓輸出方式為例分析矩 陣式交交變頻電路的控制 利用對開關S11、 S12和S13 的控制構造輸出電壓uu。 為防止輸入電源短

44、路，任 何時刻只能有一個開關接 通。 負載一般是阻感負載，負 載電流具有電流源性質， 為使負載不開路，任一時 刻必須有一個開關接通。 圖4-28 矩陣式變頻器 交交變頻電路 4- 75 u相輸出電壓uu和各相輸 入電壓的關系為 (4-25) 式中s11、s12和s13 一個開關周期內開關S11、 S12、S13的導通占空比 (4-26) cbau uuuu 131211 1 131211 圖4-28 矩陣式變頻器 交交變頻電路 4- 76 用同樣的方法控圖中第2，3 行的各開關，得到類似于 (4-25) 的表達式。合寫成矩陣的形式 （427） 可縮寫為可縮寫為 uo= ui （428） cbau uuuu 131211 c b a w v u u u u u u u 333231 232221 131211 圖4-28 矩陣式變頻器 交交變頻電路 4- 77 矩陣式變頻電路確定后，輸 入電流和輸出