西南交通大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計(論文) 第V頁電壓型三電平變換器設(shè)計畢業(yè)設(shè)計目錄第1章 緒論111課題的研究背景1111太陽能電池1112國內(nèi)高速鐵路的快速發(fā)展1113通訊電源112三電平變換器的發(fā)展現(xiàn)狀213三電平變換器的發(fā)展意義314本文所做工作4第2章 三電平直流變換器的推導(dǎo)和簡化62.1 TL變換器的推導(dǎo)62.2 TL變換器的改進和簡化92.3 復(fù)合式全橋TL變換器132.4 三電平波形存在的可能性172.5 本章小結(jié)17第3章 三電平變換器的建模183.1 脈沖波形積分法統(tǒng)一建模原理183.2 統(tǒng)一建模原理183.3 穩(wěn)態(tài)分析223.4 小信號動態(tài)分析233.5 采樣函數(shù)的拉氏變換243.6 本章小結(jié)27第4章 PWM控制技術(shù)294.1 電流控制技術(shù)294.2 PWM調(diào)制技術(shù)304.2.1 三電平SPWM控制304.2.2 SVPWM 原理介紹314.3 中點電位不平衡處理方法334.4 本章小結(jié)35第5章 三電平變換器的仿真分析375.1 MATLAB仿真軟件介紹375.2 二極管箝位型TL逆變器的仿真375.3 本章小結(jié)43結(jié)論44參考文獻45致謝48 西南交通大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計(論文) 第50頁第1章 緒論11課題的研究背景111太陽能電池太陽電池與建筑結(jié)合的并網(wǎng)光伏發(fā)電技術(shù)是近十多年發(fā)展起來的在城市中推廣應(yīng)用太陽能發(fā)電的一個重要方向。建筑物能為光伏系統(tǒng)提供足夠的面積, 不需另占土地光伏陣列可代替常規(guī)建筑材料, 能省去光伏系統(tǒng)的支撐結(jié)構(gòu), 節(jié)省材料費用安裝與建筑施工結(jié)合, 節(jié)省安裝成本分散發(fā)電, 就地使用, 避免了輸電和配電損失, 降低了輸電和配電投資和維修成本。并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)互為補充為本地負(fù)載提供電能, 使供電可靠性大為提高太陽電池與建筑結(jié)合的集成設(shè)計使建筑更加潔凈、完美, 更易被專業(yè)建筑師、用戶和公眾接受, 應(yīng)用前景光明1。112國內(nèi)高速鐵路的快速發(fā)展隨著我國經(jīng)濟的不斷發(fā)展，鐵路交通運輸水平已經(jīng)成為滯后經(jīng)濟發(fā)展的一個重要因素。在此背景下，鐵道部提出按照“全面引進技術(shù)，聯(lián)合設(shè)計生產(chǎn)，打造中國品牌”的原則，引進國外先進、成熟、經(jīng)濟、適用、可靠的時速200公里動車組的設(shè)計和制造技術(shù)，滿足我國鐵路客運專線和既有線提速旅客運輸?shù)囊螅瑢崿F(xiàn)我國鐵路動車組制造業(yè)的現(xiàn)代化。鐵道部組織有關(guān)鐵路局通過招標(biāo)采購，先后與長春軌道客車股份有限公司、四方龐巴迪鮑爾鐵路運輸設(shè)備有限公司(BSP)和南車四方機車車輛股份有限公司簽訂了60列、20列和60列，共計140列時速200公里動車組的采購合同2。時速250公里以及300公里的高速動車組也成為我國引進的對象。因此，消化吸收動車組電氣傳動系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)對于加速高速動車組國產(chǎn)化進程十分重要。2006年8月，根據(jù)鐵道部的總體部署，我國動車組技術(shù)引進消化吸收再創(chuàng)新重點項目正式啟動。113通訊電源最近十年來，隨著通訊技術(shù)的迅猛發(fā)展，通訊網(wǎng)絡(luò)日益復(fù)雜、先進，各種業(yè)務(wù)層出不窮，通訊服務(wù)的要求越來越高3-4，因此對通訊系統(tǒng)的動力組成部分，即通訊系統(tǒng)的動力之源通訊電源系統(tǒng)的體積、重量、效率以及動態(tài)性能等提出了越來越高的要求。這些要求推動著通訊電源繼續(xù)朝高頻化、高效化、高功率密度化以及低成本方向發(fā)展5-9。通訊電源需要在全球范圍內(nèi)使用，因此其輸入電壓的范圍很寬，為90-265VAC。同時為了滿足電網(wǎng)諧波要求標(biāo)準(zhǔn)IEC61000-3-2，通常需要采用功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)技術(shù)。因此通訊電源一般采用兩級結(jié)構(gòu)：即PFC級加DC/DC級。其中PFC級將交流輸入電壓變換為400V左右的穩(wěn)定直流電壓，同時使輸入功率因數(shù)接近于1；DC/DC級將400V的直流電壓變換為所需的直流電壓(如48V或12V)。PFC級一般采用Boost變換器，因為其結(jié)構(gòu)簡單，輸入電流脈動小。當(dāng)輸入電壓較低時，Boost變換器的開關(guān)管占空比較大，導(dǎo)通損耗較大，導(dǎo)致整機效率較低。為了提高低輸入電壓時的效率，可使PFC級的輸出電壓跟隨輸入電壓的變化而變化。即當(dāng)輸入電壓是90VAC時，輸出電壓被控制在200V，隨著輸入電壓的增加，輸出電壓也線性增加，當(dāng)輸入電壓達到最大值265VAC時，輸出電壓控制在400V。由于在輸入電壓較低時，輸出電壓也降低，開關(guān)管的占空比減小，從而降低導(dǎo)通損耗，提高變換效率10。但是寬輸出電壓范圍又加重了后級DC-DC變換器的設(shè)計壓力。12三電平變換器的發(fā)展現(xiàn)狀三電平逆變器具有開關(guān)管電壓應(yīng)力低、輸出諧波小等優(yōu)點，自1980年由A.Nabae等人提出后，吸引了眾多學(xué)者的研究興趣，先后提出了二極管箝位型、飛跨電容型和級聯(lián)型三電平逆變器和多電平逆變器，并廣泛應(yīng)用于交直流能量轉(zhuǎn)換、高壓大容量交流電機變頻調(diào)速、電能質(zhì)量控制等領(lǐng)域。將三電平和多電平逆變器的概念用于直流變換器，可以得到三電平和多電平直流變換器，同樣具有降低開關(guān)管電壓應(yīng)力、減小輸入輸出濾波器等優(yōu)點，適用于高輸入/輸出電壓的功率變換場合11。因此研究三電平變換器及其軟開關(guān)技術(shù)具有十分重要的意義。Pinheiro J Renes于1992年提出了零電壓開關(guān)三電平變換器，該變換器的開關(guān)應(yīng)力為輸入直流電壓的一半，非常適合于輸入電壓高、輸出功率大的場合。因此，三電平變換器引起了廣泛關(guān)注，得到了長足發(fā)展。目前，三電平技術(shù)在已有的變換器中，均得到了良好的應(yīng)用。部分三電平變換器在降低開關(guān)的同時，還大大減小了濾波器的體積，提高了變換器的動態(tài)特性。三電平技術(shù)的應(yīng)用，充分體現(xiàn)了“采用有源控制的方式減小無源器件體積”的思想12-14。三電平直流變換器（TL變換器）的發(fā)展是建立在三電平逆變器的基礎(chǔ)上的，1992年Meynard T A和Foch H在提出飛跨電容箝位型多電平逆變器的同時，也提出了幾種非隔離的飛跨電容型多電平直流變換器，其中包括幾種非隔離的飛跨電容型TL變換器。同年，巴西的Pinheiro J R和Barbi I在 IEEE工業(yè)電子、控制、儀器和自動化（IECON）會議上提出了三電平直流變換器的概念，該論文再次發(fā)表在IEEE工業(yè)電子期刊上。另外，Barbi I所領(lǐng)導(dǎo)的研究小組還提出了正激TL變換器、反激TL變換器和推挽變換器。在1998年IEEE電力電子專家會議（PESC）上，Barbi I等人提出了一種四只開關(guān)管的直流變換器，該變換器類似于半橋TL變換器，該文再次發(fā)表在2004年的IEEE電力電子期刊上。在這些TL變換器中，半橋TL變換器得到了極大的發(fā)展，很多學(xué)者提出了各種各樣的電路拓?fù)湟詫崿F(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)。這些TL變換器可以歸納為兩類：一類是非隔離型TL變換器，另一類是隔離型TL變換器，包括Forward、Flyback、推挽和半橋TL變換器15。13三電平變換器的發(fā)展意義二極管箝位三電平拓?fù)溆扇毡緦W(xué)者A.Nabae等人在1980 年提出，經(jīng)過近30年的發(fā)展，廣泛應(yīng)用于電力電子技術(shù)的各個領(lǐng)域。二極管箝位三電平拓?fù)涞膬?yōu)勢在于，各個開關(guān)管承受的反向電壓為直流母線電壓的一半，可以用較低電壓等級的開關(guān)管，組成較高電壓等級的變流器。這個技術(shù)現(xiàn)在已經(jīng)廣泛的應(yīng)用于中壓大功率交流傳動系統(tǒng)中。采用6500V等級的IGBT或IGCT的三電平中壓變頻器，已經(jīng)廣泛應(yīng)用于4.2kV電動機傳動系統(tǒng)。通常三電平技術(shù)一般應(yīng)用于電壓較高、功率較大的系統(tǒng)中，正是由功率器件耐壓有限與變流器系統(tǒng)需求電壓較高的矛盾現(xiàn)實決定的。但是我們應(yīng)該看到二極管箝位三電平拓?fù)浔旧砉逃械囊恍﹥?yōu)勢。（1）用電壓等級較低的開關(guān)管構(gòu)成電壓等級較高的變流器，隨著功率器件技術(shù)的不斷發(fā)展，市場上已經(jīng)有6500V的IGBT出售，但是耐壓越高的IGBT其開關(guān)損耗越高，最高開關(guān)頻率也變得比較低。3300V以上的IGBT開關(guān)頻率最高不會超過5kHz,1200V的IGBT的開關(guān)損耗遠大于600V的IGBT。采用低壓IGBT的三電平變流器的開關(guān)損耗遠低于同樣電壓等級采用高壓IGBT的兩電平變流器，同時前者可以達到的開關(guān)頻率也高于后者。 （2）能夠輸出三種電平。二極管箝位三電平變流器能夠輸出正母線電壓、負(fù)母線電壓以及零電壓（簡稱P、N、O）,一般情況下輸出電壓在P-O、O-N之間跳變，特殊情況下會出現(xiàn)P-N跳變，而兩電平變流器只能在P-N之間跳變。也就是說三電平的電壓跳變幅度為直流母線電壓的一半，而兩電平的為直流母線電壓。高的電壓跳變幅度對并網(wǎng)逆變器或有源電力濾波器帶來的是較高的紋波電流，為了抑制紋波電流，需要較大的輸出電感和濾波電容，由此帶來了較高的紋波電流損耗。同時由于輸出濾波電感電容也降低了電流響應(yīng)速度，或?qū)敵鲭娏鞯哪芰Ξa(chǎn)生了一定的限制。對于變頻器帶來的則是對電機的沖擊以及較大的軸電流，嚴(yán)重影響著電機的壽命。另外，較高的電壓跳變幅度也會產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，對周邊電子設(shè)備產(chǎn)生也重危害。而三電平以其固有的優(yōu)勢，在很大程度上解決了上述問題。 隨著技術(shù)的不斷發(fā)展，三電平技術(shù)被越來越多的人所重視，同時也將其從中壓大功率領(lǐng)域，引入到400V的低壓小功率應(yīng)用之中，各個國際知名功率器件廠家推出了大量適應(yīng)于400V系統(tǒng)應(yīng)用的集成二極管箝位三電平功率模塊，并有逐漸取代傳統(tǒng)兩電平變流器的趨勢16-20。應(yīng)用于400V領(lǐng)域的成功的三電平產(chǎn)品如下： （1）2008年日本安川電機推出了Varispeed G7系列通用矢量變頻器，其400V產(chǎn)品采用三菱的三電平功率模塊，并在應(yīng)用中取得了巨大成功。 （2）2009年德州和能工業(yè)自動化有限公司在自主開發(fā)的三電平變流器控制技術(shù)的基礎(chǔ)上，推出了HEINV系列三電平光伏并網(wǎng)逆變器，前端采用對稱BOOST進行最大功率點跟蹤，逆變器采用二極管箝位三電平拓?fù)洌瑑烧呦嗷ヅ浜希捎肧emikron的三電平功率模塊，各項指標(biāo)均優(yōu)于同類兩電平產(chǎn)品。 （3）2009年德州和能工業(yè)自動化有限公司推出了業(yè)界第一個三電平有源電力濾波器HESINE系列產(chǎn)品，并取得了巨大的成功。14本文所做工作本文以太陽能電池、國內(nèi)高速鐵路、通訊電源的發(fā)展為背景，在廣泛查閱和分析國內(nèi)外專家學(xué)者對三電平變換器的研究的基礎(chǔ)上，以電壓型三電平變換器拓?fù)錇檩d體，圍繞脈沖波形積分法建模、主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、系統(tǒng)控制策略等方面展開了研究。具體所做工作如下所述：1 在查閱了文獻和資料的基礎(chǔ)上，對課題的研究背景、三電平變換器的發(fā)展現(xiàn)狀、三電平變換器的主要研究方向等方面進行了闡述。2 論文第二章以Buck TL變換器的推導(dǎo)思路推廣到所有直流變換器中，推導(dǎo)出Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等6種非隔離的TL變換器，并分析了一種復(fù)合式全橋TL變換器。3 論文第三章用脈沖波形積分法對輸入輸出共地的三電平變換器進行統(tǒng)一建模。以輸入輸出共地的Buck三電平變換器為例，詳細(xì)闡明了其統(tǒng)一建模原理。4 論文第四章探討了三電平SPWM調(diào)制技術(shù)和三電平SVPWM調(diào)制技術(shù)。5 論文第五章對二極管箝位型TL逆變器進行參數(shù)設(shè)計，簡要介紹了MATLAB軟件并利用MATLAB軟件建立了二極管箝位型TL逆變器的仿真模型。6 對本文工作進行了總結(jié)，同時，指出了對于本課題需要進一步研究的方向。第2章 三電平直流變換器的推導(dǎo)和簡化本章以Buck TL變換器的推導(dǎo)思路推廣到所有直流變換器中，推導(dǎo)出Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等6種非隔離的TL變換器，并分析了一種復(fù)合式全橋TL變換器。所有TL變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力均為其基本電路的一半。2.1 TL變換器的推導(dǎo)圖2-1 基本變換器第一步，將基本變換器，圖2-1的開關(guān)管替換為相互串聯(lián)的兩只開關(guān)管，即將Q替換為Q1和Q2，如圖2-2圖2-2 將Q替換為Q1和Q2第二步,尋找或構(gòu)成箝位電壓源。分析基本變換器中開關(guān)管的電壓應(yīng)力，如果在變換器中存在與開關(guān)管電壓應(yīng)力相等的電壓。就可以以次電壓作為箝位電壓源，否則需構(gòu)造一個箝位電壓源。當(dāng)尋找到或構(gòu)造出箝位電壓源后，將其分為兩個相等的電壓源。在Buck變換器中，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為輸入電壓Vin，則可用兩個容量相等的電容Cd1和Cd2將輸入電壓一分為二，得到兩個電壓為Vin/2的電壓源，如圖2-3圖2-3 加入電容Cd1和Cd2第三步，引入一只箝位二極管，將箝位電壓源的中點與相互串聯(lián)的兩只開關(guān)管的中點連接起來。如果開關(guān)管的電流流入極與箝位電壓源的正極相連，那么箝位二極管的陽極與箝位電壓源的中點相連，陰極與兩只開關(guān)管的中點相連，從而構(gòu)成一個陽極TL開關(guān)單元；如果開關(guān)管的電流流出極與箝位電壓源的負(fù)極相連，那么箝位二極管的陰極與箝位電壓源的中點相連，陽極與兩只開關(guān)管的中點相連，從而構(gòu)成一個陰極TL開關(guān)單元。圖2-4為一個由陽極TL開關(guān)單元構(gòu)造的Buck TL變換器。圖2-4 陽極TL開關(guān)單元的Buck TL變換器圖2-5 Boost TL變換器圖2-6 Buck-Boost TL變換器圖2-7 Cuk TL變換器圖2-8 Sepci TL變換器圖2-9 Zeta TL變換器 按照上述步驟，可以推出所有基本變換器的TL變換器電路拓?fù)洹Ｉ蠄D2-5到2-9分別給出了Boost, Buck-Boost, Cuk, Sepic, Zeta等6種非隔離的TL變換器，對于Boost變換器，其開關(guān)管的電壓應(yīng)力為輸出電壓，因此其箝位電壓源直接利用。Cuk變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力為，而電容上的電壓剛好是，可作為箝位電壓源。對于Buck-Boost變換器、Sepic變換器和Zeta變換器，其開關(guān)管的電壓應(yīng)力均為，而變換器中沒有電容電壓為，因此必須構(gòu)造一個箝位電壓源。Buck-Boost變換器的輸入與輸出之間的電壓為。在兩者之間跨接兩個電容量相等的電容和，則構(gòu)成了箝位電壓源。2.2 TL變換器的改進和簡化如果Buck TL變換器的兩只開關(guān)管同時開通或關(guān)斷，那么輸出濾波器兩端的電壓波形與基本Buck變換器相同。但開關(guān)方式的改變會帶來兩個分壓電容電壓不均衡的問題。當(dāng)時，Q3一直導(dǎo)通。當(dāng)Q1和Q3同時導(dǎo)通時，Cd1和Cd2同時向負(fù)載提供能量；當(dāng)Q1關(guān)斷后，只有Cd2向負(fù)載提供能量，因此在一個開關(guān)周期中，Cd1提供的能量比Cd2少，這樣就會導(dǎo)致Cd1的電壓越來越高，Cd2的電壓越來越低，最后Cd1的電壓為，而Cd2的電壓等于零，變換器不能正常工作。圖2-10 陽極開關(guān)單元圖2-11 陰極開關(guān)單元圖2-12 陽極、陰極開關(guān)單元的加合為了解決這個問題，令圖2-10、圖2-11分別為陽極開關(guān)單元和陰極開關(guān)單元，兩變換器共用分壓電容，并且進行加合，則得到圖2-12所示變換器，兩個分壓電容的電壓可以保持均衡。由于Q3和Q4一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，可以直接短接起來，圖2-13因此可以去掉Q3和Q4，D1和D2串聯(lián)后同D3并聯(lián)，D3是冗余的，也可以去掉，這樣就得到圖2-14的Buck TL變換器。圖2-13 去掉Q3、Q4合并D3圖2-14 改進后的Buck TL變換器根據(jù)同樣的思路,可以得到Boost TL變換器，圖2-15、Buck-Boost TL變換器，圖2-16、Cuk TL變換器，圖2-17、Sepic TL變換器，圖2-18和Zeta TL變換器，圖2-19的改進拓?fù)洹D2-15 改進后的Boost TL變換器圖2-16 改進后的Buck-Boost TL變換器圖2-17 改進后的Cuk TL變換器圖2-18 改進后的Sepic TL變換器圖2-19 改進后的Zeta TL變換器2.3 復(fù)合式全橋TL變換器在推導(dǎo)Buck TL變換器時，如進行電氣隔離，可得到圖2-20圖2-20 電氣隔離的陽極開關(guān)單元圖2-21 電氣隔離的陰極開關(guān)單元圖2-22 加合后的拓?fù)鋱D圖2-21和所示的兩個變換器的工作原理相同，但輸入分壓電容的工作情況相反，且變壓器磁化方向相反，令兩變換器共用輸入分壓電容進行加合，同時增加兩個開關(guān)管Q5和Q6，以阻斷使電源短路的支路，并注意變壓器的同名端。圖2-22，補充變壓器副邊整流濾波電路，可得到圖2-23。該變換器是一個全橋變換器，其中左邊的橋臂為三電平橋臂，右邊的橋臂為兩電平橋臂，因此稱之為復(fù)合式全橋TL變換器21-24。圖2-23 復(fù)合式全橋TL變換器2.4 三電平波形存在的可能性 提出TL變換器的首要目的是為了降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，通過改變開關(guān)管的控制策略，Buck TL變換器可以得到三電平電壓波形，從而減小輸出濾波的大小。但是，是否所有的TL變換器均可以得到三電平電壓波形？為了得到三電平電壓波形，必須存在兩個分壓電容供電，一段時間兩個分壓電容同時供電，另一段時間兩個分壓電容交替供電，以確保其電壓均衡。6個非隔離的TL變換器滿足上述條件，因此可以得到三電平電壓波形，而且其脈動頻率為2倍開關(guān)頻率。復(fù)合式全橋TL變換器滿足上述條件，可以得到三電平電壓波形。圖2-23，A點可得到Vin、Vin/2、-Vin、-Vin/2和0，經(jīng)變壓器隔離和整流后也可得到Vin/K、Vin/(2K)和0三種電平25。2.5 本章小結(jié)通過上面的分析，可以得到以下結(jié)論：（1）提出了Buck變換器的推導(dǎo)思路，并從該變換器中提取出兩種TL開關(guān)單元：陽極單元和陰極單元。（2）借鑒Buck變換器的推導(dǎo)思路，探討了一族TL變換器，并對6種非隔離的TL變換器進行了改進，分析了復(fù)合式全橋TL變換器。（3）TL變換器除了開關(guān)管電壓應(yīng)力為其原型變換器的一半以外，部分變換器還可以大大減小濾波器，提高變換器的動態(tài)響應(yīng)。TL變換器應(yīng)用于高輸入電壓/輸出電壓、中大功率的直流變換場合。第3章 三電平變換器的建模3.1 脈沖波形積分法統(tǒng)一建模原理脈沖波形積分法是一種能通用于脈寬調(diào)制型、準(zhǔn)諧振型、橋式串(并)聯(lián)諧振型等各類DC-DC變換器的統(tǒng)一建模方法，能充分反映各類變換器自身的特點，為變換器動態(tài)性能指標(biāo)的分析與設(shè)計提供統(tǒng)一衡量標(biāo)準(zhǔn)。該建模方法的主要特點是：(1)用周期性脈沖函數(shù)將變換器在一個周期的各個子拓?fù)浣y(tǒng)一成一個拓?fù)洌锢砀拍钋逦?2)對小信號變量的采樣函數(shù)作拉氏變換，模型具有采樣數(shù)據(jù)模型的特點；(3)可根據(jù)變換器的不同類型作相應(yīng)線性近似處理26。3.2 統(tǒng)一建模原理開關(guān)變換器是個時變網(wǎng)絡(luò)，隨著開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，網(wǎng)絡(luò)的拓?fù)涑手芷谛宰兓﹂_關(guān)變換器進行統(tǒng)一建模的過程就是在已知變換器的電路拓?fù)浼捌涔ぷ鞑ㄐ蔚臈l件下，引入非連續(xù)周期脈沖函數(shù)將變換器在一個周期中的各個子拓?fù)浣y(tǒng)一成一個拓?fù)洌来送負(fù)淇山㈤_關(guān)變換器的穩(wěn)態(tài)頻域模型和小信號頻域模型。在此基礎(chǔ)上，便可進一步對開關(guān)變換器進行相頻及幅頻分析27-30。下面以圖3-1所示的Buck三電平DC-DC變換器為例，闡明三電平DC-DC變換器統(tǒng)一建模原理。當(dāng)該變換器的占空比大于05時，變換器工作于三電平模式(當(dāng)占空比小于05時，變換器工作于兩電平模式，本文不討論該種情況)。其中的兩個分壓電容，電容值很大，且要求均等。為分析簡便，根據(jù)三電平DC-DC變換器的工作原理，可以把左邊的，用兩個串聯(lián)的電壓源代替，得到圖3-1所示的Buck三電平DC-DC變換器的等效原理圖。圖3-1等效Buck三電平DC-DC變換器原理圖所示變換器可以用4個開關(guān)模態(tài)來分析其在一個周期內(nèi)的工作過程。模態(tài)1如圖3-2所示。當(dāng)t=0時，觸發(fā)開關(guān)管，使和導(dǎo)通，二極管，則反偏截止，兩個電壓源串聯(lián)給電感充電，一直持續(xù)至。模態(tài)2如圖3-3所示：當(dāng)時，關(guān)斷，仍然繼續(xù)導(dǎo)通，則導(dǎo)通，截止，只有下方一個1電壓源提供能量，電感放電，一直持續(xù)到時刻。模態(tài)3如圖3-4所示當(dāng)時刻，控制回路使，導(dǎo)通，出現(xiàn)與模態(tài)1相同的工作過程。模態(tài)4如圖3-5所示。當(dāng)時，關(guān)斷，使繼續(xù)導(dǎo)通，則導(dǎo)通，截止，與模態(tài)2類似，由上邊一個電壓源提供能量，一直持續(xù)到時刻。圖3-2 圖3-3 圖3-4 圖3-5 可見，在開關(guān)管，和二極管，導(dǎo)通與關(guān)斷期間，分別對應(yīng)于所示的4個子拓?fù)洹Ｒ驗樵诜秶鷥?nèi)變換器的工作過程與范圍類似，因此，分析討論時考慮半個周期即可。為了建立統(tǒng)一拓?fù)洌诖艘敕沁B續(xù)周期性脈沖函數(shù)。設(shè)周期性脈沖波形如圖3-6所示。圖3-6 周期脈沖波形所對應(yīng)的周期性脈沖波形的數(shù)學(xué)表達式為： （3-1）利用式（3-1）建立Buck三電平DCDC變換器的統(tǒng)一拓?fù)鋾r，應(yīng)結(jié)合變換器在一個周期里各條支路的變化情況。根據(jù)所示的4個子拓?fù)洌瑯?gòu)成的負(fù)載輸出端結(jié)構(gòu)沒變，只有輸入端電壓源(兩個串聯(lián)的電壓源)在一個周期里發(fā)生了變化。因此，對這兩條支路用f(t)加以處理得到統(tǒng)一拓?fù)洌鐖D3-7所示。統(tǒng)一拓?fù)涫菍ψ儞Q器進行穩(wěn)態(tài)分析和小信號動態(tài)分析的基礎(chǔ)，對于其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的三電平DC-DC變換器，可按類似步驟進行處理。圖3-7 Buck三電平DC-DC變換器統(tǒng)一拓?fù)淇蓪懗銎鋵?yīng)的電路方程為： （3-2）得到式（3-2）后，可根據(jù)穩(wěn)態(tài)及小信號動態(tài)分析的條件對方程進行相應(yīng)處理。3.3 穩(wěn)態(tài)分析當(dāng)變換器在穩(wěn)態(tài)工作時，通常情況下變換器各條支路上的電壓或電流都是一些幅值恒定的周期函數(shù)，但其中有一些是非連續(xù)的。如果變換器是PWM型，此類變換器的最大特點是：電路電感及電容值均足夠大，變換器的工作周期比電路時間常數(shù)小得多。于是，對于PWM型變換器，穩(wěn)態(tài)時的電感電流電容電壓，可近似為大小及方向保持不變的常數(shù)則對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)方程為： （3-3）式（3-3）中，大寫字母表示穩(wěn)態(tài)分量。由于引進了非連續(xù)周期函數(shù)，先對這個函數(shù)作拉氏變換為： （3-4）根據(jù)變換器的工作周期比電路時間常數(shù)，小得多，即滿足條件，當(dāng)把，按泰勒級數(shù)展開時，可忽略其二階及二階以上高階項，則： （3-5）對式3-3進行拉氏變換，同時將式（3-4），（3-5）的結(jié)果代入，可以得到 （3-6）式(3-6)即為Buck三電平DCDC變換器輸出與輸入之間的直流變換關(guān)系式。需要指出，式(3-5)對，作線性近似處理后的結(jié)果，必須在條件下才能得到，PWM 型變換器通常能滿足這一條件。對于諧振型或準(zhǔn)諧振型變換器，由于它們的諧振周期接近于，故對按泰勒級數(shù)展開時不能作線性近似處理。3.4 小信號動態(tài)分析當(dāng)有小信號擾動時，統(tǒng)一拓?fù)渲懈鳁l支路的變量就由穩(wěn)態(tài)分量與小信號動態(tài)分量兩部分組成，即： （3-7）式(3-7)中小寫字母加“n”表示小信號分量。將式(3-7)代入由統(tǒng)一拓?fù)鋵懗龅碾娐贩匠淌?3-2)中，可得： （3-8）其中同時，結(jié)合式(3-3)，把穩(wěn)態(tài)分量所組成的方程式分離出后，便可獲得變換器的小信號動態(tài)方程為： （3-9）為使上式簡化，可再令3.5 采樣函數(shù)的拉氏變換直接對式(3-8)進行拉氏變換比較困難，因為式中包含有非連續(xù)函數(shù)。為求得系統(tǒng)的頻域模型，必須對小信號變量的采樣函數(shù)進行拉氏變換。開關(guān)變換器本身是一個采樣系統(tǒng)，它的開關(guān)管及二極管呈周期性導(dǎo)通或關(guān)斷。因此，當(dāng)以開關(guān)周期為采樣周期對小信號變量采樣時，則根據(jù)采樣定理的要求；當(dāng)小信號變量的頻率。低于開關(guān)頻率一半時，模型能夠滿足工程計算的要求。對于式(3-9)中各個變量，其采樣情況如圖3-8所示。據(jù)此，即組成由采樣函數(shù)值而定的脈沖波形，圖3-8為第n個采樣周期的情況。圖3-8 小信號函數(shù)的采樣情況圖中每個脈沖波形所圍成的面積實際上等于該小信號采樣值與的乘積在這個周期的積分，所有脈沖之和即為該采樣函數(shù)的拉氏變換。因此，脈沖波形積分法的物理意義是：對一個連續(xù)時間函數(shù)，以它的采樣函數(shù)來代替進行拉氏變換，每一個采樣周期里積分的區(qū)域大小及正負(fù)由其函數(shù)的采樣值與脈沖函數(shù)來確定。于是，式(3-8)，(3-9)中各個變量的采樣函數(shù)的拉氏變換分別為圖3-9 采樣函數(shù)組成的脈沖波形 (3-10)(3-11)(3-12)式(3-10)，(3-11)，(3-12)中，即為采樣函數(shù)的拉氏變換。計算中略去了二階小信號分量乘積項。求出各個采樣函數(shù)的拉氏變換后，得： (3-13)將上式整理成矩陣形式為：(3-14)對式（3-14）進行求解，即可得到Buck三電平DC-DC變換器的傳遞函數(shù) （3-15）式(3-15)便是由脈沖波形積分法獲得的Buck三電平DC-DC變換器的小信號頻域模型。由此便可得到系統(tǒng)的幅頻及相頻特性，從而為變換器動態(tài)性能指標(biāo)的設(shè)計提供參考依據(jù)。基于脈沖波形積分法，按照同樣的步驟可以對其它三電平DC-DC變換器進行統(tǒng)一建模。另外，該法也適用于準(zhǔn)諧振型變換器和諧振型變換器的建模，只是對變量進行線性近似的處理不同。因此，脈沖波形積分法是一種比較通用的建模方法，可為各類變換器動態(tài)性能指標(biāo)的設(shè)計及比較提供統(tǒng)一的衡量標(biāo)準(zhǔn)31。3.6 本章小結(jié)眾所周知，對變換器進行統(tǒng)一建模是對變換器進行控制和優(yōu)化的基礎(chǔ)，三電平變換器也不例外。但是，對于三電平變換器而言，由于其開關(guān)數(shù)目多，工作模態(tài)復(fù)雜，用傳統(tǒng)建模方法對之進行統(tǒng)一建模相當(dāng)困難。本章用脈沖波形積分法對輸入輸出共地的三電平變換器進行統(tǒng)一建模。脈沖波形積分法通過建立變換器的統(tǒng)一拓?fù)洌瑢π⌒盘柌蓸雍瘮?shù)進行拉氏變換，以及按變換器的類型作相應(yīng)的線性近似處理等三項有效措施，對工作模態(tài)繁多的輸入輸出共地的三電平變換器進行了有效的建模。論文以輸入輸出共地的Buck三電平變換器為例，詳細(xì)闡明了其統(tǒng)一建模原理。第4章 PWM控制技術(shù)控制技術(shù)是PWM整流器發(fā)展的關(guān)鍵，近年來，相關(guān)研究緊緊圍繞以下幾方面的要求進行：1.實現(xiàn)單位功率運行，即使網(wǎng)側(cè)電流，無畸變且與網(wǎng)側(cè)電壓，同相(或反相)，電網(wǎng)對整流電路只提供有功功率；2.開關(guān)頻率盡量小，以減小對開關(guān)管的損耗，增大其使用壽命；3.輸出電壓或電流能夠快速的調(diào)節(jié)達到穩(wěn)定，即要求系統(tǒng)具有較好的動態(tài)性能；4.減少直流側(cè)紋波系數(shù)，縮小直流側(cè)濾波器體積，減輕重量；5.提高直流側(cè)電壓利用率，擴大調(diào)制波的控制范圍。4.1 電流控制技術(shù)PWM整流器控制對象是輸入電流和輸出電壓，而電流控制是整個控制系統(tǒng)的核心部分，電流控制的性能決定了整個系統(tǒng)的性能。因而要求電流控制器有較快的瞬態(tài)響應(yīng)和滿意的穩(wěn)態(tài)特性，在負(fù)載有擾動和參考電流變化的情況下，慢的響應(yīng)可能會導(dǎo)致在瞬態(tài)區(qū)域直流側(cè)電壓不可控。所以，如果出現(xiàn)瞬態(tài)，網(wǎng)側(cè)輸入電流應(yīng)盡快跟蹤上參考電流。根據(jù)是否直接選取瞬態(tài)電感電流作為反饋和被控制量，主要分為間接電流控制和直接電流控制兩種32-35。間接電流控制又稱“幅相電流控制”，該方案是一種基于工頻穩(wěn)態(tài)的控制方法，通過控制整流器的輸入端電壓，使其為接近正弦波的PWM波形，并和網(wǎng)側(cè)電壓保持一定的幅值和相位，從而達到控制網(wǎng)側(cè)電流波形為正弦，且與網(wǎng)側(cè)電壓同相位。由于其動態(tài)響應(yīng)較慢，動態(tài)過程中電流存在直流偏置，對系統(tǒng)參數(shù)波動較敏感，因而常用于對動態(tài)響應(yīng)要求不高且控制結(jié)構(gòu)要求簡單的場合，己逐步被直接電流控制策略取代。直接電流控制是一種通過對網(wǎng)側(cè)電流的直接控制而使其跟蹤給定電流信號的控制方法。在這種控制方法中，通過運算求出網(wǎng)側(cè)電流指令值，再引入網(wǎng)側(cè)電流反饋，通過對網(wǎng)側(cè)電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值。為了使網(wǎng)側(cè)電流實時的跟蹤指令電流的變化，電流控制采用PWM控制方式，并且有不同的電流跟蹤方法，目前常用的方法主要有滯環(huán)比較方式、三角波調(diào)制方式等。采用滯環(huán)電流比較的直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，電流響應(yīng)速度快，控制運算中未使用電路參數(shù)，系統(tǒng)魯棒性好，因而獲得了較多的應(yīng)用。這種方法的一個不足之處是開關(guān)頻率不固定，給濾波器設(shè)計帶來一定困難。目前應(yīng)用較多的是三角波調(diào)試方式，根據(jù)不同的給定電流計算方法，主要有瞬態(tài)電流控制和預(yù)測電流控制等。4.2 PWM調(diào)制技術(shù)所謂PWM脈寬調(diào)制技術(shù)(Pu1seWidthModulation，PWM)，是用一種參考波為調(diào)制波(通常是正弦波，也可采用梯形波或注入零序諧波的正弦波或方波等)，而以N倍于調(diào)制波頻率的三角波(或鋸齒波)為載波進行比較，產(chǎn)生一組幅值相等、而寬度正比于調(diào)制波的矩形脈沖序列來等效調(diào)制波，對開關(guān)管進行通、斷控制。利用一定的規(guī)則控制各脈沖的寬度，可實現(xiàn)變流器輸出電壓與頻率的調(diào)節(jié)。4.2.1 三電平SPWM控制三電平SPWM調(diào)制技術(shù)是兩電平SPWM調(diào)制技術(shù)的直接擴展，是由兩組頻率和幅值相同的三角載波上下層疊，且對稱分布于同一個調(diào)制波的正負(fù)半波，與正弦調(diào)制波進行比較以產(chǎn)生開關(guān)的通斷信號。由于單極性PWM調(diào)制比雙極性調(diào)制的諧波分量要小些，所以三電平多采用單極性調(diào)制。假設(shè)三個電平從高到底依次為p、o和n，當(dāng)調(diào)制波的正半波大于上層載波時，輸出電平為p;而調(diào)制波的負(fù)半波幅值小于下層載波時，輸出電平為n;其他情況輸出0電平。在具體的算法實現(xiàn)上又有2個不同的種類。同相層疊方式(Phase disposition-PD)，即兩組三角載波以相同的相位上下排列疊加，然后與正弦波進行比較。正負(fù)反相層疊式(phase opposition disposition-POD)這種方法是使零值以上的三角載波相位和零值以下的三角載波相位相反，其中PD方式要優(yōu)于POD方式。在具體實現(xiàn)上，依據(jù)a相調(diào)制波 (開關(guān)管，所在橋臂的電壓指令)、正側(cè)三角載波 (上)和負(fù)側(cè)三角載波 (下)的大小關(guān)系表4-1，生成三電平PWM信號，的+1、0、-1信號。b相調(diào)制波與a相相差相位，其與b相載波之間的關(guān)系與上述關(guān)系相同，為減少高次諧波，b相載波需要偏離a相載波相位。三電平PWM整流器調(diào)制方式參照圖4-1。表4-1 a相調(diào)制波和PWM載波的比較(PWM信號生成)大小關(guān)系PWM信號圖4-1 三電平PWM整流器SPWM調(diào)制方式4.2.2 SVPWM 原理介紹SVPWM 法就是用逆變器輸出相電壓的平均矢量去逼近某一空間電壓矢量。以某一角頻率在空間旋轉(zhuǎn)，當(dāng)它旋轉(zhuǎn)到六角空間電壓矢量圖的某個小區(qū)間時，系統(tǒng)選中該區(qū)間的基本電壓矢量中所需的矢量，并以此矢量所對應(yīng)的狀態(tài)去驅(qū)動功率開關(guān)元件動作。當(dāng)控制矢量旋轉(zhuǎn)到下一個小區(qū)間時，又選中對應(yīng)區(qū)間的相應(yīng)電壓矢量，并以其對應(yīng)的狀態(tài)去驅(qū)動功率開關(guān)元件動作。當(dāng)控制矢量在空間旋轉(zhuǎn)360后，變頻器就能輸出一個周期的正弦波電壓36-38。六角形空間電壓矢量圖是利用空間電壓矢量的概念來描述三電平PWM 變頻器輸出電壓內(nèi)在關(guān)系的一種圖形。三電平PWM 變頻器能輸出19種不同的基本空間電壓矢量。除了(1個)零矢量外，其余18個矢量把圓周360 度等分為12個小區(qū)間。每一個區(qū)間占30度的空間角度。在任何一個小區(qū)間內(nèi)有最接近的三個基本電壓矢量(含四種輸出狀態(tài))供選擇，零矢量為12個小區(qū)間所共有。這里我們將整個矢量圖分為六個扇區(qū)，每個扇區(qū)又分為六個區(qū)域，如圖4-2、4-3所示。圖4-2 矢量圖圖4-3 扇區(qū)和區(qū)間改變每個30小區(qū)間內(nèi)被選中矢量的執(zhí)行時間，也就方便的改變了變頻器的輸出頻率。六角形空間電壓矢量圖中的每個扇區(qū)內(nèi)只有四個基本電壓矢量(含零矢量)供選擇，它們的模分別是：V00，VAE，VB2E，VCE，故很難直接滿足合成參考電壓矢量的要求。為了解決這個問題，系統(tǒng)采用在扇區(qū)內(nèi)取電壓矢量“等效”的辦法來處理。即在采樣周期Ts時間內(nèi)適當(dāng)選擇四個基本電壓矢量的部分或全部，屆時恰當(dāng)分配執(zhí)行被選中的基本電壓矢量的時間，并以被選中的各矢量的模乘以執(zhí)行該矢量的時間之總和，對時間T取平均值。即：V0T0+VaT1+VbT2+VcT3= Ts式中V0、Va、Vb、Vc只取其模，并使T0+T1+T2+T3=T由于V0=0，得V0T0=0，得= E（T1+T2+2T3）/T適當(dāng)改變T0：T1：T2：T3的比值就可以改變輸出電壓矢量的大小，即改變了輸出電壓。4.3 中點電位不平衡處理方法由于二極管箝位三電平PWM整流器自身結(jié)構(gòu)的原因，電路對上下兩個電容的充放電不均衡，使得外電路對直流側(cè)電容中點注入或抽取電流，中點電位不可避免地會產(chǎn)生漂移。如果電容電壓不平衡，不僅會增大輸出電壓波形諧波含量，而且整流器中某些開關(guān)管所承受的電壓會上升，降低裝置的壽命，嚴(yán)重時導(dǎo)致開關(guān)器件和直流電容的損壞39-40。己知: ，。其中、為網(wǎng)側(cè)電壓的幅值和相位角，、為網(wǎng)側(cè)電流的幅值和相位角。則網(wǎng)側(cè)電壓： （4-1） （4-2）可得： （4-3）如果直流側(cè)電容電壓相等，即，有： （4-4）則： （4-5）由，并得到電流、的表達式： （4-6） （4-7）則中點電流為： （4-8）當(dāng)=1，0，-1時，并且=1，0，-1時，對于、，有： （4-9） （4-10）則得： （4-11）進一步得： （4-12）其中，k為積分常數(shù)，根據(jù)電壓差決定，通常不為0。三電平整流器中點電位與流經(jīng)中點的電流密切相關(guān)，因此可以通過調(diào)整它來調(diào)整直流側(cè)電容電壓的平衡。而判斷不同的電壓矢量對中點電流的影響，是解決直流電容電壓平衡的關(guān)鍵。前面的分析是基于直流側(cè)兩個電容參數(shù)完全一樣的假定，在實際中兩個電容在制造工藝上不可能達到完全相同，勢必會造成中點電壓的固有偏移。其次，電容電壓平衡與直流側(cè)電容取值的大小密切相關(guān)。電容值越小，波動將越嚴(yán)重，所以電容值要盡可能大，但考慮到成本和制造工藝上耐壓等級的限制，電容值又不可能取得過大。二極管中點箱位式三電平整流器在進行功率變換及能量傳遞過程中，導(dǎo)致其直流側(cè)電壓不平衡的因素還有很多，但都可歸結(jié)到直流側(cè)正負(fù)支撐電容的充、放電不平衡上來考慮。對于中點電壓不平衡問題，目前主要方法有利用改進硬件電路實現(xiàn)中點電壓平衡和對控制算法進行研究，在實現(xiàn)高控制性能的同時，克服中點電壓不平衡問題。基于硬件電路的中點電位控制方法是在直流電源和電容之間并入換流器，使中性點電流不經(jīng)過電容而直接流入換流器，或采用大電阻并在電容兩端強行分壓。而變換器作為大容量電源，從電壓精度和電源本身功耗的角度出發(fā)，采用電阻強行分壓來平衡電容電壓是不可取的。引入換流器的方案也會增加系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本。當(dāng)前通用的一種辦法就是引入變流器均衡系統(tǒng)，在電源和電容之間并聯(lián)一個電壓均衡電路，該電路采用Buck-Boost電路，通過電感吸收或存儲能量，并對電容進行充放電控制以補償中點電位波動。這種方法原理比較簡單，不受整流器PWM調(diào)制的影響，也不受負(fù)載條件的影響，但是該電路需要增加額外的開關(guān)器件及驅(qū)動電路，在大功率應(yīng)用中無疑增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本，而且電感中電流變化的速度也是有限制的，頻率較高時控制效果將會受到影響。4.4 本章小結(jié)控制技術(shù)是PWM整流器發(fā)展的關(guān)鍵。對于PWM整流器，電流控制是整個控制系統(tǒng)的核心部分，電流控制的性能決定了整個系統(tǒng)的性能。PWM整流器有不同的調(diào)制方式。對三電平整流器固有的中點電位平衡問題進行了分析，處理中點不平衡方法如下：(1) 直流側(cè)電壓檢測，然后合理安排小矢量PWM脈沖的作用時間進行中點電位補償。其基本思想是：由于在4 類電壓矢量中，大電壓矢量和零電壓矢量對中點電位沒有影響；中電壓矢量雖然對中點電位有影響，但其冗余度為1，沒有選擇余地；小電壓矢量在中點處有電流流過，也即有能量流動，因此他會帶來中點電位的不平衡。由于小矢量有兩種開關(guān)狀態(tài)，而且這兩種開關(guān)狀態(tài)對中點電位的影響剛好相反。因此，只要合理的安排兩種小矢量的作用時間，就可以很好地平衡中點電壓。(2) 直流側(cè)電容電壓檢測和直流側(cè)中點電流方向檢測結(jié)合進行補償?shù)姆绞健Ｅc上述方法比較，增加了直流側(cè)中點電流方向檢測， 因此可實現(xiàn)能量雙向流動的中點電位調(diào)整，而且不受功率因數(shù)影響。(3) 直流側(cè)電容電壓大小的檢測和三相交流輸出電流檢測結(jié)合進行補償?shù)姆椒ǎ嬎愠隽司唧w的補償時間。但該方法采樣的數(shù)據(jù)比較多，計算量比較大，對軟硬件要求較高。(4) 零序電壓注入法。對所需注入零序電壓進行準(zhǔn)確解析計算，并揭示了三電平中點電位完全可控區(qū)域。基于零序電壓注入的中點電位平衡問題分析及其控制算法，不僅適用于載波調(diào)制，而且采用基于零序電壓等效的SVM 波形控制方法，也可以應(yīng)用于SVM 控制。第5章 三電平變換器的仿真分析本章基于Matlab/Simulink仿真軟件進一步證明控制理論和數(shù)學(xué)建模的正確性。5.1 MATLAB仿真軟件介紹MATLAB是矩陣實驗室（Matrix Laboratory）的簡稱，是美國MathWorks公司出品的商業(yè)數(shù)學(xué)軟件，用于算法開發(fā)、數(shù)據(jù)可視化、數(shù)據(jù)分析以及數(shù)值計算的高級技術(shù)計算語言和交互式環(huán)境，主要包括MATLAB和Simulink兩大部分。電力系統(tǒng)工具箱是一個基于圖形編程的電力系統(tǒng)仿真工具箱。主要是由加拿大的HydroQuebec和International公司共同開發(fā)的，其功能非常強大，可以用于電路、電力電子系統(tǒng)、電機系統(tǒng)、電力傳輸?shù)冗^程的仿真，它提供了一種類似電路建模的方式進行模型繪制，使用者不需要自己編程而只需將仿真的電力系統(tǒng)圖搭建在工作窗口中，MATLAB自動將其變化成狀態(tài)方程描述的系統(tǒng)形式，便可以在SIMULINK下進行仿真研究了。電力系統(tǒng)工具箱包括的模塊有：Electrical Sources（電源庫）、Elements（元件庫）、Power Electronics（電力電子元件庫）、Machines（電機庫）、Connectors（連接器庫）、 Measurements（測量儀器庫）、Extra Library（附加元件庫）、Demos（示例庫）、Powergui（圖形用戶界面graphical user interface），它是一個電力系統(tǒng)分析模塊41-43。5.2 二極管箝位型TL逆變器的仿真根據(jù)前幾章所述原理，搭建二極管箝位型TL逆變器拓?fù)鋱D如圖5-1所示圖5-1 二極管箝位型TL逆變器拓?fù)鋱D以A相為例，Q1和Q4是主開關(guān)，Q2和Q3是增加的輔助開關(guān)管，D1和D2是增加的輔助二極管。當(dāng)Q1和Q2導(dǎo)通、Q3和Q4截止時，A相得到+電平；當(dāng)Q1和Q2截止、Q3和Q4導(dǎo)通時，A相得到-電平；當(dāng)Q2和Q3導(dǎo)通、Q1和Q4截止時，A相得到零電壓，定義為零電平。由于該逆變器的每相電壓可以被增加的開關(guān)管和二極管箝在中點（O點）電壓，因此稱之為中點箝位（NPC）逆變器。NPC逆變器的每相可以得到+、-和0三個電平，因此又稱它為三電平（Three-Level，TL）逆變器。圖5-2 二極管箝位型TL變換器的仿真模型圖5-2所示為二極管箝位型TL變換器仿真模型，仿真的參數(shù)如下：Udc1、Udc2為35V直流電源，開關(guān)頻率為4000Hz，負(fù)載電阻, , 。圖5-3 PWM發(fā)生器仿真模型圖5-4 輸出端線電壓的波形圖圖5-5 輸出端線電壓的波形圖圖5-6 輸出端線電壓的波形圖圖5-7 輸出端a相相電流的波形圖圖5-8 輸出端b相相電流的波形圖圖5-9 輸出端c相相電流的波形圖 由輸出端電壓電流波形圖可知：電壓電流波形基本同相位，每相輸出電壓可以得到+、-和0三個電平，每只開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低為輸入電壓的一半。5.3 本章小結(jié)在理論分析的基礎(chǔ)上，在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境下建立了二極管箝位型TL變換器的仿真模型。仿真結(jié)果表明二極管箝位型TL逆變器的優(yōu)點可以概括如下：（1） 每相輸出電壓可以得到+、-和0三個電平，與兩電平逆變器相比，其輸出電壓的諧波含量可以大幅度降低。（2） 每只開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低為輸入電壓的一半。因此該逆變器適用于高輸入電壓的場合。結(jié)論本文闡述了三電平直流變換器的發(fā)展、分類、應(yīng)用，在研究了Buck TL變換器的推導(dǎo)思路的基礎(chǔ)上探討了一族三電平直流變換器，包括Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等非隔離的TL變換器。這些變換器具有以下特點：（1） 在電流連續(xù)時，它們的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系與其原型電路完全一樣。（2） 開關(guān)管與二極管的電壓應(yīng)力均為其原型電路的一半。（3） 在開關(guān)頻率相同，電感電流脈動和電容電壓脈動也相同的情況下，儲能元件（包括電感和電容）比其原型電路大大減小。它們適用于不需要電氣隔離、輸入和/或輸出電壓高的應(yīng)用場合，如果輸入和/或輸出電壓變換范圍寬，那么更能顯示出這些變換器的優(yōu)點。如果輸入和/或輸出電壓較低，但電壓變化范圍較寬，也可選用這幾種變換器。比如在船舶、高速電氣鐵路、城市軌道交通電氣系統(tǒng)中，需要直流斬波器，其輸入電壓不僅高，而且變化范圍寬（一般要達到2倍左右），這時就可以選用Buck TL變換器。對于航空電氣系統(tǒng)，其電網(wǎng)頻率為400Hz，如采用變頻交流電，頻率范圍將達到360-800Hz，這時可采用BOOST TL變換器來構(gòu)成PFC變換器。復(fù)合全橋TL變換器的特點是可以減小輸出濾波電感，適用于電壓范圍較寬的應(yīng)用場合，該變換器可以應(yīng)用于太陽