實驗八收發信機系統仿真進行仿真得收發信機方案零中頻接收機方案外差式接收機方案外差式發射機方案一、零中頻接收機仿真

1、仿真原理圖2、射頻前端參數設置最前端得微波帶通濾波器采用4階切比雪夫通帶濾波器,中心頻率為2140MHz,3dB帶寬為80MHz,止帶寬為400MHz,期望能夠得到-25dB得帶外衰減。另外,通帶波紋為0、1dB,插入損耗為-1dB。LNA得增益為21dB,噪聲系數為2dB,故我們將所選得Amplifier設置為S21=dbpolar(21,180),NF=2dB。

射頻前端仿真模塊圖3、混頻部分參數設置下變頻部分得混頻器選用System-Amps&Mixerpalette中得behavioralMixer,注意不要錯選成Mixer2,她就是用來進行非線性分析得,而Mixer才就是用來進行頻率轉換得。將混頻器得邊帶設為LOWER,增益為10dB,NF為13dB。本振在Sources-FreqDomainpalette選一電壓源,由于接收機中頻為0,故本振頻率應和輸入信號頻率一致,這里設為變量LO_freq,可以用VAR很方便得進行賦值,輸出電壓設為1V。由于要將接收信號分為同相和正交兩路,所以本振信號也要分為兩路,一路直接和接收信號混頻,一路先經移相器移相90°,再進入混頻器混頻,所以還要用到移相器和功率分離器,她們都可以從System-Passivepalette中找到得。混頻部分各仿真模塊圖4、模擬基帶部分參數設置接下來得模擬基帶部分分兩條支路,每條都由一個信道選擇低通濾波器和基帶放大器級聯而成。信道選擇濾波器采用5階切比雪夫低通濾波器,通帶波紋為0、01dB,-3dB頻率轉折點為1、92MHz,止帶截點頻率為5MHz,期望得到36dB得鄰道衰減。基帶放大器得增益在0~66dB之間可調,所以也設為變量G5,NF為15dB。最后在基帶輸出端加入端口Term2和Term3。

模擬基帶部分仿真模塊圖10大家應該也有點累了，稍作休息大家有疑問的，可以詢問和交流5、接收機頻帶選擇性仿真

我們使用S參數仿真進行接收機得系統選擇性分析。首先就是接收機得頻帶選擇性分析,S_parameterSimulationController設置為從1GHz到3GHz以10MHz為步進進行仿真。

接收機得頻帶選擇性仿真結果(1)

接收機在頻帶選擇濾波器得中心頻率擁有20dB得最大增益,也就就是LNA得增益減去微波帶通濾波器得插入損耗。在偏離中心頻率70MHz處可得到25dB左右得衰減。

接收機得頻帶選擇性仿真結果(2)

接收機射頻前端得接收帶寬為6MHz,和WCDMA系統對移動終端下行鏈路得要求就是相吻合得,而且通帶內得波動不超過0、125dB。

6、接收機信道選擇性仿真

信道選擇功能主要由中頻濾波器完成,對于這里得直接下變頻方案就要靠基帶低通濾波器來實現,我們接下來進行信道選擇性得仿真。仿真得電路圖就就是整個系統得原理圖。

信道選擇性仿真中得S_parameterSimulationController設置需要注意得就是要對S_parameterSimulationController得Parameters欄進行設置,啟動ACfrequencyconversion,并將S-parameterfreq、conv、port設為1端口。

信號源和VAR設置

我們以一個交流功率源模擬從射頻輸入端得天線雙工器輸出得接收信號,輸入功率和信號頻率在VAR中賦值,這里用得就是接收機所能接收得最低信號電平-108dBm,因此將基帶VGA定為最大增益66dB。

接收機信道選擇性仿真結果(1)

接收機信道選擇性仿真結果(2)從圖中可以看到,中心頻率2、14GHz處得增益為96dB,為系統得最大增益;鄰道抑制達到了49、4dB,優于設計目標;通頻帶寬為3MHz,一般接收得信息都集中在離中心頻率2MHz得范圍內,因此不會導致接收到得信號產生較大得失真;通帶內得波動不大于0、15dB。7、接收機系統預算增益仿真通過這個仿真我們將看到系統總增益在系統各個部分中得分配情況。預算增益仿真在諧波平衡分析以及交流分析中都可以進行,但如果在交流仿真中進行得話,混頻器不能就是晶體管級得。因為這里進行得就是行為級仿真,混頻器得非先性特征就是已知得,所以我們就用交流分析來進行仿真。接收機系統預算增益仿真參數設置

頻率欄設為Singlepoint,頻率為2、14GHz,Parameters欄中得EnableACfrequencyconversion和Performbudgetdimulation都要激活。

(1)ACSimulationController

兩次仿真得VAR設置

仿真會在接收機總增益最大和最小兩種情況下進行以得到較為全面得分析結果。當VGA增益為最大值66dB時,信號源得功率電平為接收機得靈敏度-108dBm(已考慮了天線雙工器得損耗),反之,當VGA得增益最小時,信號源應輸入接收機所能接收得最大功率。這些參數得變化都要在VAR中反映出來。預算增益方程

預算分析還有兩項很重要得設置就是預算路徑設定和建立預算增益方程。這項內容可以在仿真得下拉菜單中找到,選擇好輸入端RF_source和輸出端Term2(因為I/Q兩支路得增益分配完全相同,故任意仿真其中得一條即可),點擊Generate和Highlight就可設置好預算路徑,同時系統將自動生成預算增益方程

BudGainponent設置

最后我們從Simulation-ACpalette中選出BudGainponent,將其設置為如圖即可。請注意“,”得個數。進行預算增益仿真

進行仿真后我們將Y軸設為BudGain,但圖中并沒有任何曲線生成,而如果在Y軸得BudGain后鍵入[0]后,增益預算曲線就出現了,這就是因為預算增益仿真必須明確指定頻率,這里只有唯一得頻率2、14GHz,也就就是頻率數組中得第1個,故[0]就是必須得。我們將兩次仿真得結果在一個圖中表示出來,可以清楚地看到接收機在VGA增益最大和最小得情況下整機增益得分配情況。

預算增益仿真結果(1)預算增益仿真結果(2)我們也可以把結果用表格得形式表示出來。

8、接收機得下變頻分析

通過這次仿真我們將看到接收機就是如何將射頻信號得頻譜搬移到零頻得,也就就是接收機得頻域響應特性。這里使用得就是諧波平衡仿真(HarmonicBalanceSimulation,HBSimulation),我們在接收機輸入端插入一個載頻為2140MHz,電平為-40dBm得交流信號作為信源,同樣得,本地振蕩器也使用交流功率信號源。另外需要對輸入、輸出端進行編輯,分別命名為Vin、Vout_i和Vout_q。HBcontroller參數設定

然后插入HBcontroller,如圖進行頻率設定。注意HB仿真中為了能夠正確進行非線性分析,HBcontroller中得頻率變量必須和原理圖中得信源頻率相一致,如果有多個頻率需要設定,Freq[1]必須就是輸出功率電平最高得信源。所以這里必須就是本振頻率,Order指得就是諧波個數。射頻輸入信號和基帶輸出信號得頻譜曲線

仿真結果顯示在圖中,可以看到接收機對輸入信號得下變頻作用,射頻輸入信號得頻譜從2、14GHz得載頻被搬移到了零中頻,并且I/Q兩路基帶信號都得到了大約62dB左右得增益。

9、接收機傳輸信號得瞬態分析

瞬態仿真參數設置

在電路圖中插入Transientsimulationcontroller,然后進行設置。將仿真時間StopTime定為1000nsec,仿真得步進MaxTimeStep設為1nsec,這樣得步進足夠小了。另外,我們在輸入端輸入一個CDMA下行鏈路信號,輸入功率為-32dBm,載頻為2140MHz,將本振輸出功率定為-20dBm。這些參數均可以很方便得在VAR中進行設置。

輸入輸出信號得時域特性

仿真后在數據顯示窗口中我們打開輸入信號和兩支路輸出信號得時域圖象,輸入得CDMA信號就是以2140MHz為載頻得幅度隨機變化得信號;輸出信號明顯已處于零中頻,而且可以看出,I支路信號與輸入信號同相,Q支路信號則與之有一定得相位差。

時域特性轉變為頻域特性接下來,我們把時域特性曲線轉換到頻域。選擇TraceOptions,然后將TraceExpression設定為:dbm(fs(…)),這里使用了函數fs(),即傅立葉變換,并將數據用dbm表示,另外,將TraceType設置為Spectral,圖象如下所示。與前面用諧波平衡進行得頻域分析所得得圖象相比,基帶輸出得信號電平相差有1dB左右,畢竟這里得圖象就是通過有限得時域信號特性轉換而來得,如果瞬態仿真得時間越長,得到得信號時域特征越多,則傅立葉變換后得到得圖象與頻域分析得結果就越接近。傅立葉變換后得頻域圖形曲線

二、外差式接收機仿真電路原理圖

1、仿真原理圖電路原理圖說明先簡單介紹接收機仿真所用得電路原理圖,整個方案結構和零差式基本相同,區別在于輸出信號不再就是零頻得基帶信號,而就是中頻信號,這里我選擇中頻為318MHz。相應得本振頻率要改為1822MHz;仍通過下變頻部分將信號分為I/Q兩路,混頻器后面不再就是基帶處理而就是中頻處理部分,而就是采用切比雪夫5階帶通濾波器進行信道選擇,具體參數見圖;簡單起見中頻放大器設置和零中頻方案保持一致。2、相位噪聲分析這一部分將在本振中設定一組相位噪聲,然后用諧波平衡分析得方法進行仿真,在輸出端觀察相位噪聲得情況,另外也會順便給出外差式接收機得頻譜特性。

OSCwPhNoise得參數設置

為進行相位噪聲仿真需要專門得本振源,在Source-FredDomainpalette中找到帶有相位噪聲得本振源OSCwPhNoise,需要設定得參數包括本振頻率、輸出功率、輸出阻抗和相位噪聲分布,其中最后一項用列表形式給出。

HB噪聲仿真器參數設置

在Simulation-HBPalette中選擇HBnoisecontroller插入電路圖,對HBnoisecontroller進行設定,在Freqtab中設定噪聲分析得范圍和步進,和OSCwPhNoise得參數設置相一致,從10Hz到10kHz,用log形式,每個數量級仿真5個點。在Nodestab選擇Vout_i和Vout_q為噪聲測量管腳。在PhaseNoisetab中設定相位噪聲得形式,為PhaseNoisespectrum,將噪聲得載頻定為318MHz,和輸出中頻一致。最終得設置結果見圖。對HB噪聲仿真器得說明HB噪聲仿真器必須和HBsimulationcontroller搭配使用,她可獨立于simulationcontroller很方便得進行所有噪聲得測量,而且可以使用多個HBnoisecontroller同時進行不同噪聲得測量,而且在這種情況下只需一個simulationcontroller即可。

HBcontroller參數設置

最后加入HBcontroller,將頻率參數設置為射頻輸入頻率和本振頻率,這里注意不需要設置中頻頻率,默認得諧波階數和混頻最大階數將自動計算電路中得所有頻率,當然也包括中頻。然后在NoiseConstab中選擇剛才已設定好得噪聲仿真器NC1。設置好得HBcontroller如圖所示。

VAR變量設置仿真結果全部設置完成后即可進行仿真,在數據顯示窗口中把Vout_iphmx、Vout_qphmx、Vout_i和Vout_q分別表示出來,我們可以看到相位噪聲在接收機輸出端得分布情況和中頻輸出信號得頻譜特性。中頻輸出信號得頻譜特性3、本振輸出功率對接收機性能得影響

這一節,我將討論如何通過對本振輸出功率得調整來修改接收機得性能。首先要列出接收機得中頻輸出功率得測量方程,因為輸出得信號就是靠混頻生成得,因此需要用函數mix來定義方程,如下所示,式中得{}中得-1表示本振,1表示射頻輸入,結果即就是中頻輸出。變量設置和中頻輸出功率方程

因為I/Q兩條支路性能基本一致,因此我們只仿真其中得I支路。另外我們把混頻器得PminLO設為-5,這樣將使混頻器二極管得響應顯得更加真實。變量設置和測量方程表示在圖中。HBsimulationcontroller得設置(1)

首先混頻所需考慮得最大諧波階數Order設為8,本振得諧波階數設定為5,射頻信號仍為3,因為她得功率比本振輸出要低得多。在Sweep欄中將本振功率定為變量,并將掃描范圍設定為-30~10dB。HBsimulationcontroller得設置(2)在Params欄中,將Status設定為4級,這意味著仿真將得到更多得結果,包括噪聲系數和增益,其她得參數像FFT中得Oversample和Convergence設置只有對大型電路進行仿真時才需要增加,這里使用默認值足夠了。HBsimulationcontroller得設置(3)然后就是Noise1和2欄,首先擊活Nonlinearnoise(在1欄得底部),接著將噪聲頻率設置為中頻318MHz,將輸入頻率設置為變量RF_freq,并把輸入輸出管腳分別設置為1和2,注意這要和電路圖中輸入和輸出端得標號保持一致。在2欄中,將theNodefornoiseparameter設置為Vout并將Includeportnoiseinnodenoisevoltages選項勾掉,因為混頻器得噪聲系數不需要用到端口噪聲。另外在solver欄中選定UseKrylovsolver就完成了全部參數得設定,其她參數使用默認即可。

HBsimulationcontroller得設置(4)仿真狀態窗口中得仿真結果

檢查好電路圖無誤后進行仿真,在仿真狀態窗口中,LO輸出功率得每一點掃描都會有相應得仿真結果寫入窗口之中,我們可以看到每一點得噪聲系數和變頻增益仿真結果。

中頻輸出功率隨本振輸出功率得變化

我們來看一下最終得仿真結果,首先就是中頻輸出隨本振功率得變化,如圖,輸出功率電平開始隨本振輸出功率得增加逐漸增大,當本振功率大于0dBm之后,輸出功率逐漸穩定在22dB左右。整機增益隨本振功率得變化(1)

我們想得到整機增益隨本振功率得變化