第8章對特殊通信系統的對抗技術8.1概述8.2擴頻通信系統及其特點8.3直接序列擴頻通信系統對抗技術8.4跳頻通信系統對抗技術8.5通信鏈路對抗技術8.6通信網對抗技術習題

8.1概述

信息化戰爭和數字化軍隊不僅使通信對抗的作戰環境發生了根本性的變化，而且使通信對抗的作戰對象和內容也發生了根本性的變化。早期的通信對抗一般是在陸、海、空三軍戰術通信的范圍內進行，僅僅針對通信信道和傳輸鏈路而言，其實質是敵對雙方為爭奪無線電信號頻譜控制權展開的電磁斗爭，作戰對象是點對點的通信信道(鏈路)信號。進入20世紀90年代，隨著各種低截獲概率通信體制的出現和廣泛應用，以及通信網絡化技術的成熟，為適應網絡中心戰的戰場透明、信息暢通并及時地流向任何需要信息數據的個人和裝備的需要，在戰場上出現了一種把包括敵我識別、衛星導航、遙測遙控和雷達等非通信的軍用信息系統在內的各種信息裝備、作戰平臺，以及指揮官和普通士兵利用計算機和通信網連接成一個無縫隙的戰場電子信息網絡——C4ISR系統。

C4ISR系統在實戰中的應用，極大地提高了奪取戰場信息優勢和各軍兵種與各類平臺的聯合作戰能力，是名副其實的兵力倍增器。為實現對C4ISR系統的有效對抗，破壞或降低各軍用信息系統的作戰能力是其重要的途徑之一，而斬斷該系統的紐帶——通信網，更是一個高效能的措施。因此，本章擬對現代通信網中最常用的低截獲概率通信體制(如擴頻通信、數據鏈通信、通信網等)的對抗技術進行討論，重點是擴頻通信系統的對抗。擴頻擴頻通信系統是指待傳輸信息的頻譜用某個特定的擴頻函數擴展后成為寬頻帶信號，送入信道中傳輸，再利用相應手段將其壓縮，從而獲取傳輸信息的通信系統。按照其工作方式可以分為直接序列擴頻、跳頻擴頻(FHSS)、跳時擴頻(THSS)，以及以上三種基本擴頻方式的結合。跳頻擴頻通信采用某種形式的偽隨機碼，使其發射頻率在約定的某個頻率集中高速跳變，給通信對抗系統截獲和分析帶來極大的困難，導致通信對抗系統截獲概率下降甚至不能截獲。直接序列擴頻通信系統中，利用高速率的偽隨機(PN)序列對低速率的信息序列進行擴頻調制，然后進行載波調制，得到擴頻調制的寬帶射頻信號。擴頻調制使擴頻發射信號的帶寬增加、功率譜密度降低，直至被噪聲所淹沒，使偵察干擾機難以截獲它的發射信號。如何有效的截獲和干擾這兩種擴頻信號己成為通信對抗領域迫切解決的難題。8.2擴頻通信系統及其特點

本節簡單介紹幾種擴頻通信系統的基本特點，其詳細的討論請參考相關的書籍和資料。8.2.1直接序列擴頻(DSSS)在直接序列擴頻(DSSS)通信系統中，利用高速率的偽隨機(PN)序列對低速率的信息序列進行相乘(模2加)，然后進行載波調制，得到擴頻調制的寬帶射頻信號。直接序列擴頻系統的組成原理如圖8.2-1所示。在接收端，接收到的擴頻信號經過混頻放大后，用與發送端同步的偽隨機碼序列對中頻信號進行相關解擴，將寬帶擴頻信號恢復為窄帶中頻信號，然后再進行解調，得到信息碼序列。圖8.2-1直接序列擴頻系統的組成原理直接序列擴頻系統的頻譜變化過程如圖8.2-2所示。由圖8.2-2可知，DSSS通信系統有很強的抗干擾能力。圖8.2-2(d)是接收到的信號和噪聲、窄帶干擾信號譜的示意圖。在解擴前，窄帶干擾信號的譜比信號窄，但是電平比信號高。解擴后，窄帶干擾信號的能量被擴散到整個擴頻帶寬中，其電平明顯降低，而噪聲電平基本不變。信號在解擴后，能量集中到窄帶(解調器帶寬)內部。于是只有落入解調器濾波器帶寬內部的干擾和噪聲能量才會影響通信性能，因此，它可以很好的抑制窄帶干擾。

DSSS通信系統可以采用的載波調制方式有BPSK、MSK、QPSK、TFM等，其中以相位調制方式應用最多。圖8.2-2直接序列擴頻系統的頻譜變化過程

DSSS通信系統經過擴頻/解擴處理，系統性能得到顯著改善。這種改善通常用擴頻處理增益描述。擴頻處理增益定義為接收端相關處理器輸出與輸入信噪比的比值,即(8.2-1)設擴頻序列碼速率為fc，擴頻信號采用BPSK調制，擴頻信號帶寬為Bc=2fc，擴頻偽隨機碼長度為Nc，信息碼速率為fa，如果不采用擴頻調制，則相應的信息帶寬為Ba=2fa。DSSS擴頻系統的處理增益為(8.2-2)可見，DSSS通信系統的處理增益是擴頻序列碼速率和信息碼速率的比值，或者擴頻信號帶寬與信息帶寬的比值，其變化范圍約為15～50dB。通信偵察系統最關心的DSSS擴頻系統的參數包括：擴頻偽碼速率、擴頻偽碼序列碼、擴頻信號帶寬、信息碼帶寬、調制方式等。8.2.2跳頻擴頻(FHSS)跳頻擴頻(FHSS)通信系統發射信號的載波頻率按照一定的規律隨機跳變，可以看成是一種特殊的多進制頻移鍵控信號。其系統組成如圖8.2-3所示。圖8.2-3跳頻通信系統的組成跳頻通信系統的基本原理是：在發送設備中，利用偽隨機碼控制發射頻率合成器的頻率，使發射信號的頻率按照通信雙方事先約定好的協議(跳頻圖案)進行隨機跳變。在接收端，接收機混頻器的本振也是按照相同的規律跳變，如果接收頻率合成器的頻率和發射信號的頻率變化完全一致，那么就可以得到一個固定頻率的中頻信號，進一步可以解調信號，使得收發雙方頻率一致的過程稱為跳頻碼同步。跳頻圖案(即跳頻規律)通常采用偽隨機序列產生，跳頻信號的發射頻率隨機地在若干個頻率(幾十至幾百個)之間隨機出現，因此具有很強的抗干擾和抗截獲能力。跳頻通信系統多用FSK/ASK(可利用非相干方式解調)等調制樣式。設跳頻信號的頻率集為

fi∈{f1,f2,f3,…,fN}

(8.2-3)即發射信號的載波頻率fi在時間(i－1)Th≤t≤iTh內取頻率集中的某個頻率。Th是每個頻率的持續時間，稱為駐留時間。跳頻系統頻率合成器產生的頻譜和跳頻信號的頻譜如圖8.2-4所示。理想的頻率合成器產生的頻譜是離散的、等間隔的、等幅的線譜，占用的頻帶B=fN－f1+ΔF，每個頻率之間的間隔為ΔF，某一時刻的頻率是N個頻率中的一個，由PN碼決定。在某一時刻，跳頻系統是窄帶的。從整個時間觀察，信號在整個頻帶內跳變，是寬帶的。將載波頻率隨時間變化的規律繪成圖，就得到所謂跳頻圖案。典型的跳頻圖案如圖8.2-5所示。圖8.2-4跳頻系統的頻譜圖8.2-5跳頻圖案跳頻系統可以按照跳頻速率劃分為快速跳頻(FFH)、中速跳頻(MFH)和慢速跳頻(SFH)。具體有兩種劃分方法，第一種劃分方法是，如果跳頻速率Rh大于信息速率Ra，即Rh>Ra，則稱為快速跳頻；反之，則稱為慢速跳頻。另一種劃分是按照跳頻速率進行劃分：慢速跳頻(SFH)：Rh的范圍為10～100h/s；中速跳頻(MFH)：Rh的范圍為100～500h/s；快速跳頻(FFH)：Rh大于500h/s。與DSSS擴頻系統類似，跳頻擴頻系統的處理增益是其抗干擾的重要指標。如果在一個頻帶Bh內，等間隔分為N個頻道，頻率間隔為ΔF，信息帶寬Ba≤ΔF，則其處理增益為(8.2-4)因此，跳頻系統的處理增益與可用信道數N成正比。N越大，射頻帶寬Bh越大，處理增益越高，抗干擾性能越好。通信偵察系統最關心的跳頻系統的參數包括頻率集和跳頻圖案，駐留時間或者跳頻速率，跳頻間隔、調制方式等。8.2.3跳時擴頻(THSS)

跳時擴頻(THSS)系統用偽隨機碼控制發送時刻和發送時間的長短。它將總的發送時間劃分為若干個時隙，由偽碼控制在哪個時隙發送信碼，時隙的選擇和時間的長短都由偽碼控制。跳時擴頻系統的原理如圖8.2-6所示。圖8.2-6跳時擴頻系統原理在發送端，經過調制的信號被送到一個射頻開關，該開關的啟閉受一偽碼的控制，信號以脈沖的形式發送出去。在接收端，本地偽碼與發送端偽碼完全同步，用于控制兩個選通門，使傳號和空號分別由兩個門選通后經檢波進行判決，恢復信息碼。跳時系統輸出的信號波形如圖8.2-7所示。跳時系統一般很少單獨使用，通常與其他擴頻系統組合使用，形成混合擴頻系統。如FHTH、THDS、FHTHDS等混合擴頻系統。圖8.2-7跳時信號波形8.3直接序列擴頻通信系統對抗技術直接序列擴頻通信系統的載波調制一般為BPSK/QPSK調制，它是用高速率的偽噪聲序列與信息碼序列模2相加后(波形相乘)的復合碼序列去控制載波的相位而獲得直接序列擴頻信號，簡稱直擴信號，它具有以下基本特點：

(1)抗干擾性能好：具有極強的抗寬帶干擾、窄帶瞄準式干擾、轉發式干擾的能力，有利于電子反對抗。

(2)保密性能好：由于系統可以使用碼周期很長的偽隨機碼序列作為擴頻碼，經它調制后的數字信息類似于隨機噪聲，不會輕易被普通的偵察手段和破譯方法發現和識別。

(3)功率譜密度小：直接序列擴頻通信系統展寬了傳輸信號的帶寬，使得功率擴展到較寬的頻帶內，降低了對地面通信的干擾。由于直擴信號這些突出的特點，近年來在軍事通信和民用通信領域得到了廣泛的發展和應用。因此，直擴系統的對抗技術已經成為通信對抗領域的關鍵和熱點技術問題之一。8.3.1直接序列擴頻通信信號的截獲技術

1.直擴信號的功率譜檢測技術

對DSSS信號功率譜的檢測是一種基于能量的檢測方法，又稱為輻射計檢測。早期的輻射計檢測基于模擬技術實現，其原理類似于功率計或頻譜分析儀。它利用寬帶接收機接收直擴信號，對信號進行寬帶檢波得到其功率譜，檢測和判斷是否存在直擴信號。隨著數字信號處理技術的發展，數字化功率譜檢測技術將逐步取代模擬技術。最簡單的功率譜檢測方法是周期圖方法，但是它只能檢測信噪比較高的直擴信號。隨著數字信號檢測理論和技術的發展，近年來己經形成了一系列成熟的并具有較好抑制噪聲能力的功率譜估計方法，諸如參數方法和子空間方法等，并且取得了廣泛的應用。

DSSS信號s(t)表示為(8.3-1)其中，d(t)為二進制信息序列，取值為±1;c(t)為二進制的偽隨機擴頻序列，取值也為±1;P是信號功率;fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內均勻分布。s(t)的功率譜為(8.3-2)其中，Tc為擴頻碼元寬度；Td為擴頻碼周期。

1)周期圖檢測方法設接收機輸出信號x(t)為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.3-3)其中，n(t)為窄帶高斯噪聲。對接收信號進行采樣，得到離散的隨機序列。設離散隨機序列有N個樣本x(0),x(1),…,x(N－1)。不失一般性，假定這些數據己經零均值化。對于離散信號x(n)的周期圖譜估計是以離散時間傅立葉變換為基礎的。先計算N個數據的離散時間傅立葉變換，即(8.3-4)再取頻譜和其共扼的乘積，得到功率譜為(8.3-5)擴頻通信信號是周期函數，所以得到的功率譜常稱為周期圖。周期圖方法中功率譜的估計為有偏估計。為了減小其偏差，通常需要使用窗函數對周期圖進行平滑。將窗函數c(n)直接加給樣本數據，得到的功率譜常稱為修正周期圖，即(8.3-6)其中,W是窗函數內的功率規范化因子，表示為(8.3-7)這里C(ω)是窗函數c(n)的離散時間傅立葉變換。對修正的周期圖進行檢測判斷，可以確定擴頻信號的存在。周期圖法還有一些變型的方法，如Bartlett的平均周期圖法、Blackman-Tukey周期圖平滑方法等。

2)參數化功率譜估計參數化功率譜估計是把待估計功率譜的信號假定成一個輸入為高斯白噪聲的線性系統的輸出，通過估計該線性系統參數來進行信號功率譜的估計，該方法適合在信號的數據長度較短時的功率譜估計，其中具有代表性的是Yule-Walker自回歸方法和Burg方法。這里以Yule-Walker自回歸方法為例說明功率譜估計過程。將離散隨機過程x(n)視為一個輸入為白噪聲v(n)的線性時不變系統產生的。設該系統為AR系統，系統模型為

x(n)+a1x(n－1)+a2x(n－2)+…+apx(n－p)=v(n)

(8.3-8)其系統函數為(8.3-9)對于Pv(ω)=，可以證明(8.3-10)所以有(8.3-11)對式(8.3-8)兩邊同乘x*(n－m)，其中*表示取共軛，再取數學期望，有

E{x(n)x*(n－m)+a1x(n－1)x*(n－m)+…+apx(n－p)x*(n－m)}

=E{v(n)x*(n－m)}

(8.3-12)分別取m=0,1,2,…,p，將式(8.3-12)整理，得到式中,r(m)為x(n)在點m的自相關。根據上式，可以求解得到a1,a2,…,ap和，然后利用式(8.3-10)得到信號的功率譜估計。(8.3-13)

2.直擴信號的時域相關法檢測

時域相關法是利用作為擴頻碼的偽隨機序列的相關性，實現對DSSS信號的檢測。對通信偵察系統而言擴頻序列是未知的，不能利用匹配濾波或者相關器實現，因此這里的檢測是一種盲檢測。

1)擴頻序列的相關特性設擴頻碼采用m序列，擴頻碼元寬度為Tc，長度為p，則其自相關函數為相應的波形如圖8.3-1所示。(8.3-14)圖8.3-1擴頻序列的自相關函數設擴頻信號為(8.3-15)其中，c(t)是信息序列經過偽隨機擴頻序列擴頻后的序列，取值為±1；P是信號功率；fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內均勻分布。假設c(t)與載波相互獨立，并且為了簡化分析，設P＝1，φ0＝0，并且每個擴頻碼元內部正好有一個載波周期。此時其歸一化相關函數為(8.3-16)由此可見，擴頻信號的自相關函數與擴頻序列的自相關函數有類似的特性。這是實現相關檢測的重要基礎。

2)直擴信號的相關檢測法設接收機輸出信號x(t)為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.3-17)其中，n(t)為零均值高斯白噪聲；s(t)是待檢測的DSSS信號，并且兩者不相關。于是x(t)的自相關函數為(8.3-18)其中，Rs(τ)是信號s(t)的自相關函數；Rn(τ)是高斯白噪聲的自相關函數。由于Rn(τ)沒有相關峰，因此相關函數Rx(τ)的峰值就是信號s(t)的相關函數Rs(τ)的峰值。根據這個特性，就可以實現對DSSS信號的檢測。根據上述理論分析，構造的歸一化無偏估計和有偏估計的時域自相關檢測器如圖8.3-2所示。該檢測器將離散的信號樣本分為兩路，將經過線性移位寄存器移位的信號與原信號樣本進行相關，并且檢測其相關峰。對于無偏估計，相關峰值只受信息碼的影響；而對于有偏估計，相關峰值除了受信息碼的影響外，還與移位延時的值有關，隨著延時增加，相關峰值逐步減小。圖8.3-2時域相關檢測器

3.直擴信號的倒譜法檢測

功率譜和時域相關法的檢測是分別在頻域和時域對直接序列擴頻信號進行檢測。利用倒譜對擴頻信號的檢測可以認為是頻域檢測方法的擴展。信號的倒譜定義為信號的功率譜取對數后再進行一次功率譜運算，即

C(τ)=|FT{lg|FT［s(t)］|2}|2

(8.3-19)其中,FT(·)是傅立葉變換，上述運算可以看成是從時間域t到偽時間域τ的變換。

DSSS信號s(t)表示為(8.3-20)其中，d(t)為二進制信息序列，取值為±1;c(t)為二進制的偽隨機擴頻序列，取值也為±1;P是信號功率;fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內均勻分布。s(t)的功率譜為(8.3-21)其中，Tc為擴頻碼元寬度；Td為擴頻碼周期。對其功率譜取對數，得到(8.3-22)式(8.3-22)中存在三個分量，分別是信號的功率譜幅度、擴頻碼元寬度和擴頻碼周期。對其進行傅立葉變換，由于三個分量在偽時間域幾乎位于不同的偽時間段，因此求模和平方后不會出現交叉項，即倒譜輸出仍然是三個分量：第一項是功率譜幅度，表現為位于零位置的脈沖；第二項為擴頻碼元寬度，表現為非常靠近零位置的分量；第三項表示為擴頻碼周期，在偽碼時間重復出現。某典型DSSS信號的倒譜如圖8.3-3所示。當存在噪聲時，高斯白噪聲的倒譜將明顯低于信號的倒譜，據此可以對DSSS信號進行檢測和判斷。圖8.3-3典型DSSS信號的倒譜

4.直擴信號的循環譜相關檢測

前面給出的檢測方法中，都是假設DSSS信號是平穩信號，而實際上DSSS信號的均值和自相關函數都是周期函數，它們應該是循環平穩信號，因此利用它的循環平穩性進行檢測可以得到更好的效果。

1)循環自相關函數設x(t)是一個零均值的非平穩復信號，它的時變自相關函數定義為(8.3-23)若Rx(t,τ)的統計特性具有周期為T0的二階周期性，可以用時間平均將它表示為(8.3-24)由于Rx(t,τ)是周期為T0的周期函數，故可以用傅立葉級數展開它，得到(8.3-25)其中，α=m/T0。其傅立葉系數為(8.3-26)其中，系數表示頻率為α的循環自相關強度，簡稱循環(自)相關函數。如果α=0，即為平穩信號的自相關函數。循環自相關函數的傅立葉變換為(8.3-27)稱為循環譜密度(CyclicSpectrumDensity，CSD)或者循環譜函數。

2)直擴信號的循環譜對于DSSS/BPSK信號，利用循環譜函數的定義，可以得到其循環譜為(8.3-28)式中,Q(f)=sin(πfTc)/(πf)；Tc是擴頻碼寬度。等式右邊前兩項在α=k/Tc時存在，后兩項在α=±fc+k/Tc時存在，k是整數。由此可見，在循環譜域中，擴頻信號的循環譜是離散的，且僅存在于擴頻碼速率和載波頻率的整數倍處。另一方面，注意到屬于平穩過程的高斯白噪聲的循環自相關函數和循環譜分別為(8.3-29)(8.3-30)設輸入信號為x(t)=s(t)+n(t)，其中s(t)為擴頻信號，n(t)為噪聲，并且兩者獨立。于是其循環譜為

(8.3-31)由于當α≠0時，高斯白噪聲的循環譜為零，而擴頻信號的循環譜不為零，因此循環譜檢測法具有極好的抑制高斯噪聲的能力。在相同的擴頻碼長度為1023時，上述的幾種擴頻循環檢測方法的性能是不同的。其中循環譜法性能最好，可以在－22dB的信噪比下完成擴頻信號的檢測。檢測性能從好到差的次序為時域相關法、周期圖法和倒譜法，其檢測信噪比為－15～－19dB。8.3.2直擴信號參數估計和解擴技術

1.直擴信號的參數估計

1)自相關法估計碼元寬度和碼元速率利用自相關法可以估計直擴信號的碼元寬度和碼元速率，假設接收的信號與噪聲經模數采樣后表示為x(n)=s(n)+n(n)，按下面的公式計算自相關函數，即其中，N為相關長度。按上式計算時，不管時延點在何處，其求和項均保持N項不變。當時延值kTs等于擴頻碼周期時，R(k)出現峰值，峰值對應的延時點時間即為擴頻碼周期。擴頻碼周期等于信息碼元寬度Tb，由此可以計算出信息碼速率Rb=1/Tb。(8.3-32)

2)利用循環譜相關函數估計碼元速率利用循環譜相關函數只需要判別在α≠0處有無譜線存在就可以檢測直擴信號，并可根據譜線出現處的α值來估計直擴信號的載頻和擴頻碼速率。設直擴信號的載頻為fc，碼元速率決定于擴頻碼的碼元速率Rc。從基本調制方式看，直擴信號是一種2PSK信號，因此可以按照2PSK信號來計算直擴信號的循環譜相關函數。根據理論分析和計算，對于2PSK信號，當α值改變時，在α=kRc及α=±fc+kRc(k是整數，k=0,1,…)處有峰值出現，其中，α=α0=2fc處峰值最大，α=α+1=2fc+Rc或者α=α－1=2fc－Rc處峰值次之。因此，可以對在α軸上進行搜索，當達到最大峰值時對應的α0值，可用來估計信號的載頻fc。根據α0值與距離最大峰值左邊或右邊鄰近的次峰值所對應的α+1或α－1值之間的差值，可用來估計擴頻碼速率Rc，即(8.3-33)(8.3-34)

2.直擴信號的解擴技術

信號檢測解決了直擴信號的發現和部分參數的測量問題，如果需要獲得其傳輸內容，還必須對其解擴，這也是對負信噪比的直擴信號進行偵察和干擾的必不可少的關鍵環節。直擴信號的解擴是在不知道對方擴頻碼的情況下進行的被動處理方法，其目的是得到直擴信號的擴頻碼和信息碼。

(1)解擴的主要作用。直擴信號的解擴應以對其檢測為前提，并在測量或估計技術參數的基礎上進行解擴。其主要作用可提供高處理增益，恢復高信噪比的窄帶信息流，即恢復基帶信號，并得到擴頻碼，以便引導干擾設備進行相干干擾和欺騙干擾；進一步對基帶信號解調，可獲取情報信息。

(2)解擴的主要途徑。直擴信號解擴的基本思路是：一是采用無碼解擴技術，在不知道擴頻碼的基礎上，對信息碼進行估計；二是采用相關解擴技術，通過估計出擴頻碼，然后利用相關解擴方法對信息碼進行恢復。直擴信號的盲解擴是一件十分困難的工作，目前仍處于研究中，有許多問題待解決。8.3.3對直接序列擴頻通信系統的干擾

對直接序列擴頻信號的干擾樣式主要有相干干擾、攔阻干擾、轉發干擾等。

(1)相干干擾。任何與直擴信號不相干的規則干擾，都可以被直擴接收設備抑制掉。因此最佳干擾是在知道擴頻碼結構的情況下，以此擴頻碼調制到干擾信號上去，使直擴接收設備幾乎100%的接收干擾信號，這樣就可以最小的功率達到有效干擾目的，這就是“相干干擾”或“相關干擾”。如果再配以假信息，則可達到欺騙干擾的效果。在對直擴信號準確檢測、參數估計和解擴的基礎上，就可以引導進行相干干擾了。相干干擾是在解擴后得到擴頻碼的基礎上實現的，因此直擴信號的檢測、參數估計和解擴是有效干擾直擴通信的關鍵和前提。

(2)攔阻干擾。若干擾信號的時域特征是不規則的，或者說是隨機的，如高斯白噪聲，其統計結構十分復雜，直擴接收設備對這種干擾就無法全部抑制。因此，通常在得不到擴頻碼結構的情況下，只要知道直擴信號的載波頻率和擴頻周期，甚至只要知道直擴信號分布的頻段，采用高斯白噪聲調制的大功率攔阻干擾，特別是梳狀譜干擾，也能取得一定的效果。

(3)轉發干擾。轉發干擾也是在得不到擴頻碼結構的情況下，只要知道擴頻周期，把截獲的直擴信號進行適當的延遲，再以高斯白噪聲調制經功率放大后發射出去，就產生了接近直擴通信所使用的擴頻碼結構的干擾信號，其效果介于相干干擾和攔阻干擾之間。

1.信號和干擾模型由于相移鍵控(PSK)調制是DSSS系統最常用的調制形式，因此本節中的討論都采用BPSK調制。

1)直擴信號模型直擴信號的表達式為(8.3-35)其中，P是發射信號的功率；d(t)是信息碼;c(t)是偽隨機序列;f0是載波頻率；φ是初始相位，在［0,2π］均勻分布。

2)接收信號模型接收信號的模型為

r(t)=s(t)+n(t)+J(t)

(8.3-36)其中，s(t)是DSSS信號；n(t)是接收機內部噪聲；J(t)是干擾信號。在這里假定接收機是理想的相關接收機，即假定接收機在時間、相位上與發射信號嚴格同步。相關接收機與擴頻碼c(t)的碼元波形匹配，將接收信號r(t)與本地信號c(t)cos(2πf0t+

)相乘后在［0,2π］內積分，并在t=T時刻抽樣，則相關接收機的輸出為(8.3-37)對相關接收機輸出進行抽樣判決，可以分析其誤碼率。直擴系統的誤碼率除了與信噪比有關外，還與背景有關。一般背景干擾有加性高斯白噪聲(AWGN)、多徑干擾。這里我們可以把AWGN理解為寬帶噪聲干擾。直接序列擴頻系統的干擾性能主要取決于直接序列擴頻系統中使用的擴頻碼的長度。短碼每隔一個或幾個數據比特就重復一次，而長碼要隔很多個數據才重復一次。因此，恢復短碼中的碼序列就相對容易一些。這樣，短碼比長碼更容易受電子支援和電子攻擊。本節主要討論在直接序列擴展頻譜系統中，不同系統參數和干擾背景下，各種干擾波形的干擾效果。對干擾效果的分析，主要用平均誤比特率來表征。它采用一定干擾功率利用率下的平均誤比特率作為干擾效果的測度。誤比特率是指錯誤接收的信息量在傳送信息總量中所占的比例。對二進制編碼而言，誤比特率也等于誤碼率。

2.寬帶噪聲干擾

寬帶噪聲干擾是指干擾信號J(t)是寬帶噪聲，并且它的帶寬與直接擴頻信號帶寬幾乎相同。其功率譜分布如圖8.3-4所示。經過相關接收機解擴和解調后，解調器輸出的信號與噪聲加干擾之和的比值用v0表示。當采用寬帶噪聲干擾時，比值v0為(8.3-38)圖8.3-4寬帶噪聲干擾功率譜示意圖其中，R是接收到的信號功率；N0是單邊帶噪聲功率譜密度，是信號帶寬；PJ是接收到的干擾功率；N是每個數據比特的擴頻碼數。上式中，已經假設信號帶寬與干擾帶寬相同。根據擴頻信號的特性，N取對數就是擴頻增益Gp。比值v0可以等效為解調器輸入端的信噪比，即(8.3-39)它與輸出信噪比的關系為

vo=Nvi=Gpvi

(8.3-40)采用寬帶噪聲干擾對DSSS/BPSK系統干擾時，其誤碼率與BPSK系統存在加性高斯白噪聲的情況相同，因此其誤比特率為(8.3-41)其中,NT=N0+J0，N0是內部噪聲的單邊帶噪聲功率譜密度，J0=PJ/Wss寬帶干擾噪聲的單邊帶功率譜密度。這是存在熱噪聲情況下，BPSK調制的常見結果，其中熱噪聲電平已通過寬帶干擾噪聲電平得到了增強。把相應的功率關系代入式(8.3-41)，整理后可以得到(8.3-42)其中，Tb是信息比特碼元寬度，將關系式Wss=1/Tc和Pn=WssN0代入上式，得到(8.3-43)其中，N=Ta/Tc=Rc/Ra表示每個數據比特的擴頻碼數;rsn=S/Pn是解擴輸入的信噪比(SNR);rjs=PJ/S是解擴輸入的干信比(JSR)。在處理增益N=100，即Gp=20dB時，對于某些信噪比的曲線如圖8.3-5所示。由圖可以看出，由于擴頻系統存在處理增益，因此寬帶噪聲干擾信號只有在克服了處理增益后，才能有效地發揮作用，否則其干擾作用不明顯。也就是說，真正發揮作用必須克服擴頻增益的影響。擴頻增益越高，所需的干信比越高。圖8.3-5寬帶噪聲干擾的誤比特率和干信比的關系信噪比對干擾效果也有明顯的影響，信噪比越大其誤比特率的曲線越陡，也就是隨著信噪比的減小，到達同樣的誤比特率所需的干信比減小，或者所干擾效果明顯變好。當信噪比為－20dB、干信比為10dB，誤比特率達到16－1的限度；當信噪比分別為－15dB、－10dB的時候，干信比相應的需要達到16dB、17dB，才能對目標信號施加有效干擾。

3.部分頻帶噪聲干擾

部分頻帶噪聲干擾是指干擾信號J(t)是噪聲，并且它的帶寬WJ小于直接擴頻信號的帶寬，即干擾帶寬只是信號帶寬的一部分。干擾信號的功率譜密度為(8.3-45)其中，J0是干擾功率擴展到整個信號帶寬上的干擾能量密度。圖8.3-6給出了部分頻帶噪聲干擾和直擴信號頻譜的關系。干擾信號可能與信號的中心頻率重合，如圖(a)所示；或是有所偏離，如圖(b)所示。干擾帶寬與擴頻信號的帶寬之比為(8.3-44)圖8.3-6部分頻帶干擾頻譜示意圖假設干擾信號的密度函數為SJ(f)，考慮到部分頻段噪聲干擾相當于寬帶噪聲通過一個窄帶濾波器得到，因此它也類似于高斯噪聲，則由式(8.3-41)可得，其誤比特率為(8.3-46)其中,NT=N0+SJ(fIF)，N0是內部噪聲的功率譜密度，SJ(fIF)是有效干擾功率譜密度，即進入接收機中頻帶寬內的干擾機頻譜密度：(8.3-47)在理想情況下，可以認為SJ(f)是平坦的，并且以fJ為中心，帶寬為WJ。此時(8.3-48)因此可以得到(8.3-49)設干擾機頻率偏離f0，對于WJ<<Wss的窄帶干擾，Sa2()函數在感興趣的干擾機帶寬上可認為是常數，即(8.3-50)其中,fJ是干擾信號的中心頻率。當fJ=f0時，Pe最大。這樣，當WJ<<Wss且fJ

=f0時，SJ(fIF)=J0，式(8.3-49)可寫為(8.3-51)將式(8.3-51)與式(8.3-43)對比，兩者有基本相同的結果，即在WJ<<Wss且fJ=f0的情況下，部分頻帶噪聲干擾和寬帶噪聲干擾的效果類似。在信噪比為－10dB的條件下，處理增益N對誤碼率Pe的影響如圖8.3-7所示。顯然，在干信比相同的條件下，誤比特率和處理增益成反比。干擾機克服直擴系統的處理增益后，才能產生干擾效應。當處理增益為100時，干信比要達到17dB以上才有可能對系統實施有效干擾；而在處理增益為10時，較小的干信比就可以對直擴系統實施有效的干擾。圖8.3-7部分頻帶干擾的誤比特率和處理增益的關系

4.音頻干擾

音頻干擾分為單音和多音干擾兩種，多音干擾信號的表達式為(8.3-52)其中,

表示第k個單音的功率;fk是第k個單音的頻率;φk是第k個單音相位;NJ是干擾單音的數量。多音干擾的功率譜分布主要有兩種形式,如圖8.3-8所示。在圖8.3-8(a)中，5個等幅等間隔分布的單音，以f0為中心，兩邊對稱放置；圖8.3-8(b)是更普遍的情況，即三個非等幅并且不等間隔分布的單音，不以f0對稱。圖8.3-8多音干擾頻譜示意圖設使用NJ個單音作為多音干擾，表示接收機端第k個干擾音頻的功率，表示第k個干擾單音和直擴序列信號載波頻率的頻率差，θk表示相位差。當PN碼的長度足夠長，并且有相位偏移影響時，需要在(0,2π)上求每個θk的平均值,這樣(8.3-53)其中，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相位擴展方法和數據調制情況有關。對于BPSK和雙相擴展，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相移有關，表示為(8.3-54)對于BPSK和四相擴展，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相移無關，即(8.3-55)當NJ＝1時，上面兩個式子簡化為單音干擾的情況。以下主要討論單音干擾的特性。當PN碼的長度L大于擴頻增益N時，對于雙相擴展和BPSK調制，單音干擾的誤比特與相位差有關，表示為(8.3-56)其中,δf是音頻頻率偏移量。對于四相擴展和BPSK調制，單音干擾的誤比特率與相位差無關，表示為(8.3-57)對于四相擴展的BPSK調制的擴頻信號，當δf=0時，即干擾信號頻率和信號頻率重合時，當信噪比為－10dB的誤比特率如圖8.3-9所示。圖8.3-9單音干擾在載頻重合時的誤比特率和干信比的關系由圖8.3-9可以看出，在音頻頻率等于載波頻率的前提下，如果直擴系統處理增益為10，則干信比只要到達3dB左右，就可以得到明顯的干擾效果；在直擴系統處理增益為20的時候，干信比要到達12dB左右才能實現有效干擾；在處理增益為100的時候，則需要幾乎是信號功率100倍的干擾功率才能達到干擾的目的。當干擾機的音頻頻率偏移中心頻率時，我們引入參數k，k=δf/Tb，它是干擾音頻偏離載波頻率數據率的倍數，用來表征干擾音頻偏離載波頻率的程度。當k=0時，即表示單音干擾音頻與載波頻率相同。與前面相同，假設信噪比rsn=－10dB，對于不同的k，在處理增益N分別為100和10時，誤比特率與干信比的關系分別如圖8.3-10和圖8.3-11所示。圖8.3-10處理增益為100時不同k的誤比特率和干信比的關系圖8.3-11處理增益為10時不同k的誤比特率和干信比的關系比較上面兩圖，可以看出：當在處理增益很大(N=100)時，音頻的偏離程度對干擾效果的影響不是很明顯，不同k值的需要的干信比差異較小(6dB左右)。當處理增益較小(N＝10)時，音頻的偏離程度干擾效果的影響比較大。不同k值的需要的干信比差異較大(30dB左右)。當干擾單音與目標信號之間存在相位差時，與單音干擾相比，在干擾信號的總功率相同的條件下，多音干擾的每個單音的干擾功率只有單音干擾時的1/NJ，干擾效果比單音差。當干擾單音與目標信號之間的相位差的影響可以忽略時，對于二相擴展和四相擴展的BPSK信號，其比特誤碼率相同，即(8.3-58)根據式(8.3-58)，如果相位差的影響可以忽略，并且多音的頻率選擇為1/Tb的倍數，且倍數從0開始增加，則總有一個單音是無頻率偏離的，因此多音干擾的干擾效果會比單音好的多。5.脈沖干擾

脈沖干擾是指在部分時間段上發射干擾信號，其他時間不發射干擾信號。設發射信號的時間段用γ表示，其余時間不發射信號(關機)，關機時間用1－γ表示。假如脈沖干擾機和寬帶噪聲干擾機有相同的平均功率，那么脈沖干擾機將有更大的峰值功率，因為它不是連續發射信號。噪聲和干擾引起的平均誤比特率為(8.3-59)其中,

是干擾機關機時的誤比特率;是干擾機工作時的誤比特率。設N0,1表示干擾機關機時的噪聲密度，N0,2表示干擾機工作時的噪聲密度，那么N1=N0,1，N0,2=N0+J0。因此，取決于熱噪聲，取決于干擾和熱噪聲。當假設干擾機工作時，其功率遠大于熱噪聲，使噪聲可以忽略，那么Pe的平均值為(8.3-60)這里我們假設干擾機工作時間至少為信息比特時間Tb。該表達式適用于相干BPSK、QPSK、OQPSK和MSK。圖8.3-12反映的是當信噪比為－10dB，處理增益為100，干信比(JSR)分別為5dB和10dB時，脈沖干擾的性能。當干信比為典型值10dB時，γ必須超過25%才有效。若干信比減小，誤比特率要達到10－1，γ必須更大。對于更大的信噪比值，性能沒有明顯的改善。圖8.3-12脈沖干擾時的誤比特率和工作比的關系有一個γ值使誤比特率達到最大值，該值表示為γ*:(8.3-61)最佳脈沖干擾對應的誤比特率為(8.3-62)脈沖干擾的效果比寬帶和窄帶噪聲干擾的效果好，它比寬帶噪聲干擾有大約15dB的優勢。通過合理的選擇工作比，在擴頻碼未知的情況下，需要使用噪聲干擾、多音干擾和脈沖干擾，而脈沖干擾是一種較好的干擾樣式。

6.相關干擾

前面討論的噪聲干擾、多音干擾和脈沖干擾都是在未知擴頻碼的情況下使用的。如果我們已知擴頻碼等參數，則最佳的干擾樣式是相關干擾。相關干擾信號是利用與直擴信號具有類似的特性的干擾信號，即(8.3-63)其中，Pj是干擾信號的幅度；cj(t)是干擾偽碼序列;dj(t)是干擾信息碼;fj和φj是干擾信號的載頻和相位。相關干擾信號與直擴信號存在一定的相關性，具體應滿足以下幾個要求：

(1)干擾偽隨機碼cj(t)要與直擴信號的偽隨機碼c(t)相同或接近；

(2)干擾載頻fj與信號載頻fc相同或接近；

(3)干擾幅度Aj=大于信號幅度A=。這里條件(1)和(2)是對干擾信號與直擴信號的相關參數的要求，條件(3)是對干信比的要求。相關干擾分為兩種情況，一種是僅干擾直擴信道的相關干擾，另一種是信息欺騙的相關干擾。當僅干擾直擴通信時，不一定需要干擾信息碼，即只需要阻塞直擴系統的相關接收通道，此時對干擾信息碼沒有特定要求，它可簡化為dj(t)=1。如果進行信息欺騙干擾的話，就需要使直擴系統的相關接收通道正常工作，并且根據信息欺騙的要求產生特定的欺騙信息碼。

1)產生式干擾產生式干擾是根據通信偵察獲取的直擴信號的參數，如載波頻率、擴頻碼序列和速率、信息碼速率等參數，直接生成干擾信號。它可以利用虛假信息或者特定信息調制到偽碼擴頻序列，形成與直擴信號基本一致的欺騙信號。當直擴通信系統的接收機收到真實信號和產生式干擾信號時，由于干擾信號功率較大，很容易被接收機捕獲并跟蹤，使接收機輸出錯誤的信息。產生式干擾具有極佳的干擾效果，其隱蔽性強，但在實施中有兩個問題需要解決：一是需要比較準確地獲得直擴信號的各種參數；二是干擾信號需要與直擴信號在時間上同步；三是干擾信號一定要逼真。這些問題使產生式干擾的工程實現變得十分困難。

2)轉發式干擾轉發式干擾是偵察系統接收到的直擴信號經過一定的延時和放大后，再轉發出去。對直擴通信系統的接收機來說，如果同時接收到同兩個信號，它們之間只是延時不同、幅度不同。由于干擾信號較強，使用它首先被接收機捕獲。在整個受干擾區域內，所有的直擴接收機都將優先捕獲干擾信號。與對其他通信信號的轉發式干擾相同，轉發式干擾工作過程中需要邊收邊發，因此有收發隔離度的要求。設接收機的靈敏度為Prmin，干擾發射機最大功率為PJ，直擴通信接收機正常工作所需的識別系數為Dc，則干擾機的收發隔離比為(8.3-64)收發天線實際具有的隔離度可以用下式估算

Grt=G1+G2+G3+G4

(8.3-65)其中，G1為收發天線安裝距離D帶來的隔離，其估算公式為(8.3-66)

G2為收發天線方向圖帶來的隔離，接收可以采用高增益定向天線，旁瓣可以控制在25dB以下，發射天線一般采用全向天線，兩天線在方向圖上隔離可以達到25dB。G3為極化隔離，通過優化設計可達25dB。G4為其他措施帶來的隔離，如吸波材料等，在收發的電波傳播途徑上采取屏蔽措施，或者將收發天線錯位安裝，可達10dB。在很多情況下，要實現所需的收發隔離度是十分困難的。8.4跳頻通信系統對抗技術8.4.1跳頻通信信號的偵察技術

對跳頻通信信號的偵察系統應具備下述一些基本要求：①截獲概率高。通常要求截獲概率應大于90%。②響應速度快。例如對于低跳速50h/s的跳頻通信信號，其駐留時間大約18ms。當采用跟蹤式干擾時，如果留出一半的時間作為干擾時間，則要求干擾引導設備在9ms以內完成信號搜索截獲、分選識別和干擾引導。如果對于高速跳頻通信信號，要求的干擾引導時間更短，難度極高。③頻率測量的分辨率和精度高，通常要求干擾引導設備的頻率分辨率δf≤300Hz。④瞬時動態范圍大。偵收跳頻信號時，要求偵察接收機具有大的瞬時動態范圍，一般要求大于80dB。目前要實現這個要求困難比較大。⑤靈敏度高。一般要求偵察接收機靈敏度優于－100dBm。對跳頻通信信號的偵察主要包括對跳頻信號的截獲、網臺分選、參數測量、信號解調等任務。經過長時間對跳頻信號對抗技術的研究，在信號截獲、網臺分選、參數測量方面已取得許多研究成果，有些成果已被應用到偵察設備中。在跳頻信號解調方面，能夠實現對模擬話音調制的跳頻信號解調，但對數字調制的跳頻信號解調仍有待于進一步研究。下面主要介紹對跳頻信號的截獲和網臺分選問題。從理論上講，截獲跳頻通信信號的最佳接收機是匹配接收機，但是由于通信偵察系統通常缺乏對跳頻信號的先驗知識，因此采用匹配接收機是不現實的，所以通信偵察對于跳頻通信信號的截獲和檢測都是盲檢測。此外，由于跳頻通信信號的載波頻率不斷快速跳變，并且其跳頻頻率集、駐留時間、調制方式等基本參數對于通信偵察而言都是未知的，因此截獲跳頻信號比定頻信號困難得多。從原理上講，截獲跳頻信號可以采用壓縮接收機、信道化接收機、聲光接收機、數字接收機和其他體制的接收機。

1.利用壓縮接收機檢測跳頻通信信號

利用壓縮接收機實現跳頻信號的檢測，是利用了壓縮接收機的測頻原理。壓縮接收機具有寬的瞬時帶寬和高的頻率分辨率，可以適應快速跳頻信號的檢測。壓縮接收機可以提供跳頻信號的特征信息，如跳頻圖案、跳頻時間等信號的重要參數，它適合于低信噪比條件下的快速跳頻信號的檢測與參數估計。利用壓縮接收機檢測跳頻信號的原理框圖如圖8.4-1所示。圖8.4-1壓縮接收機檢測跳頻信號原理框圖跳頻通信信號為

s(t)=m(t)cos［2π(f0+hnΔf)t+θn］,n=0,1,2,…,N(8.4-1)式中,Δf為跳變頻率間隔;hn為跳頻碼;m(t)是信息序列;θn為初相。接收機的輸入為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.4-2)式中,n(t)為高斯白噪聲。本地Chirp掃頻本振產生周期掃描信號，在一個掃描周期T內，它表示為(8.4-3)式中,μ是掃描速率，并且(8.4-4)

Chirp壓縮濾波器的脈沖響應函數(T1<T)為(8.4-5)則混頻和壓縮濾波輸出的信號為(8.4-6)其中,t1=max(0,t－T1);t2=min(t,T)。當考慮某一跳時，設輸入信號的持續時間h1≥T，可以將信號簡化為

s(t)=Acos(ωit+θ)

(8.4-7)于是，相應的壓縮濾波輸出信號為(8.4-8)其中,n′(t)是壓縮濾波器輸出噪聲。(8.4-9)其中，nc(t)和ns(t)是相互獨立的零均值高斯過程。經包絡檢波后，信號分量的輸出包絡函數為(8.4-10)從式(8.4-10)中可看出，當μt=ωi時，包絡函數e(t)取得最大值。這就表明，當信號存在時，包絡檢波后的峰值出現的時刻即對應著信號的中心頻率，通過提取峰值便可以獲得跳頻信號該跳的頻率。在檢測過程中，對壓縮濾波器輸出的信號進行包絡檢波，包絡檢波器輸出的采樣值與跳頻信號的某個頻率單元的幅度對應，將采樣值與適當的門限比較，可以判斷是否存在信號。記錄有信號存在時對應的頻率、出現時間及駐留時間，連續檢測N個掃描周期T，信號的頻率點不斷跳變，可判斷跳頻信號是否存在，如頻率持續不變，則判斷為定頻信號。

2.利用相關檢測法檢測跳頻通信信號

自相關法檢測跳頻信號比基于能量檢測的方法性能有明顯的提高。其中可以利用單跳自相關技術作為預檢測處理器，檢測跳頻信號，具有較好的檢測性能。但是單跳自相關檢測需要假定已知信號的一些參數，而通信偵察中，通信偵察方對于跳頻信號的參數卻是未知的。基于多跳自相關技術MHAC(Multiple-HopeofAutoCorrelation)的跳頻信號檢測方法，不需要知道跳頻信號的功率、跳頻圖案、載波相位、跳變時刻、跳頻速率等參數，只需假定已知信號的跳頻帶寬，并且跳頻信號具有較大的處理增益，就可以實現跳頻信號的盲檢測。多跳自相關檢測系統利用寬帶接收機前端，其帶寬可以覆蓋整個跳頻帶寬WTH。對輸入信號進行數字化后，利用多跳自相關檢測器對跳頻信號進行檢測。下面就討論多跳自相關檢測的基本原理。經帶通濾波器后的信號可以表示為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.4-11)其中,n(t)為窄帶高斯白噪聲，它可以表示為(8.4-12)其中,ωc帶通濾波器的中心角頻率;nc(t)和ns(t)是均值為0，單邊功率譜密度為N0/2的相互獨立的帶限高斯過程。s(t)是跳頻信號，可以表示為(8.4-13)其中,P是信號功率;fn和θn分別是第n跳的載頻和相位;TH是跳頻周期；αTH(0<α<1)代表跳變時刻，即第一跳相對于接收機觀測起始時間的偏移。其時頻關系如圖8.4-2所示。假設觀測信號的觀測時間為T，并且觀測時間遠大于信號的跳頻周期，但小于跳頻信號的跳頻碼周期，則多跳自相關輸出為(8.4-14)圖8.4-2跳頻信號時頻示意圖其中,RSS(τ)是信號的自相關；RSN(τ)是信號與噪聲的互相關；RNN(τ)是噪聲的自相關。當輸入信噪比遠小于1的時候，RSN(τ)可以忽略不計。

RSS(τ)是信號的自相關，在τ<TH時，跳頻信號在一個跳頻間隔內是相關的，其值非零。在跳頻增益和跳頻帶寬都很大的情況下，在觀測時間T內，跳頻信號的頻率在相鄰幾個跳頻周期之間的是互不相同的，故當τ>TH時，RSS(τ)≈0。當τ≤TH時，有(8.4-15)其中,L是觀測時間T里所包含的完整的跳頻點個數，它與α、TH、T之間有如下的關系式(8.4-16)對于處理增益較大的情況，RNN(τ)可以表示為

RNN(τ)=RI(τ)cos(2πfct)+RQ(τ)sin(2πfct)

(8.4-17)其中RI(τ)=RII(τ)+RQQ(τ),RQ(τ)=RIQ(τ)+RQI(τ)

(8.4-18)

在整個觀測時間T內，噪聲分量的自相關是一個離散序列，即(8.4-19)它包含了2G個零均值，獨立的近似高斯分布隨機變量。其方差可以表示為(8.4-20)圖8.4-2和圖8.4-3分別為跳頻信號及其自相關結果的示意圖。如圖8.4-2所示，信號的觀測時間T=8TH，包含L=7個完整的跳頻周期，觀測信號的第一跳和最后一跳的持續時間分別為αTH和(1－α)TH。該觀測信號的自相關運算結果如圖8.4-3所示，從圖8.4-3和式(8.4-15)都可看出，該結果是由L+2個三角調幅的波形組成。其中L個具有相同的幅度變化規律并且僅與TH有關，第一項f0和最后一項f8幅度規律與其他不同，而且還跟α和TMH等有關。如果觀測時間內包含完整的跳頻點數L很多，則相關值中第一項和最后一項的結果可作為噪聲考慮忽略不記。圖8.4-3跳頻信號多跳自相關值圖對得到的R(τ)在自相關域以1/WTH的速率進行功率采樣，在觀測時間T里可得到TWTH個樣本，第k個功率采樣值表示為Pk=R2(τk)。對該采樣值進行低通濾波，在低通濾波帶寬小于跳頻信號的跳頻頻率間隔時，忽略自相關值平方引起的二次諧波分量和其他頻率交叉分量值。當τ≤TH時，有(8.4-21)根據式(8.4-21)，可得功率采樣值的均值和方差分別為(8.4-22)(8.4-23)利用所得到的前λG個功率采樣值，可以構造多跳功率和估計為(8.4-24)根據中心極限定理，可以證明，當λ<η(η=TH/T)，并且λ<0.1時，估計量近似滿足高斯分布，其均值為

E{y}=q(λ,G,N0,WTH)+GS2M(α,λ,η)

(8.4-25)其方差可近似表示如下(8.4-26)其中,(8.4-27)是由噪聲引起的分量，而(8.4-28)(8.4-29)只跟信號有關。在二元假設檢驗情況下：(8.4-30)對輸入信號作自相關處理并進行功率采樣得到的統計量y，在兩種情況下的概率統計分布是不同的，對該統計量作歸一化，y0同樣也滿足高斯分布。當無信號存在時，其均值和方差分別為(8.4-31)當有信號存在時，其均值和方差分別為(8.4-32)上面結果是已知跳頻帶寬，輸入信噪比γin=S/(N0WTH)<<1，滿足η<<1，G>>1，λ≤η的條件下得到的。當處理增益很大時，觀測時間內包含的跳頻個數比較多的情況下，以上假設是合理的。在得到了兩種假設情況下不同的統計量分布特性以后，根據一定的判決規則，設計出合理的判決門限，從而將觀測結果的一次樣本值與此門限比較即可決定信號的有無。根據上面的分析，可以給出采用MHAC技術的跳頻信號檢測系統框圖，如圖8.4-4所示。通過對觀測信號作自相關，進行功率采樣，得到統計量y，并與判決門限比較，以確定信號的有無，這個過程中不需知道任何跳頻信號的參數(包括跳頻率)。但是相關函數計算、檢測和判決過程都與參數λ的值有關，而λ值的選取與跳頻周期TH有關。因此多跳自相關技術作為跳頻信號盲檢測的方法，雖然不需要知道跳頻周期，但是其檢測性能卻與跳頻周期有關，因為檢測器的參數λ與信號跳頻周期有關。一般而言，當λ∈［0.3η,0.7η］(η=TH/T)時，可以得到較好的檢測效果。圖8.4-4多跳自相關檢測系統原理框圖

3.利用數字接收機檢測跳頻通信信號

數字軟件無線電理論和高速信號處理技術的發展，對跳頻信號偵察的數字接收技術的發展發揮了重要作用。適合于跳頻信號檢測的數字接收機有寬帶數字接收機、數字信道化接收機等，本節主要討論利用數字信道化接收機檢測跳頻信號。信道化接收機的瞬時頻率覆蓋范圍大于跳頻信號帶寬，它的多個頻率窗口(信道)同時工作，這些頻率窗口的總和覆蓋了跳頻信號的頻率范圍。信道化可以直接利用微波濾波器組在微波頻段實現，也可以把信號變到中頻后利用中頻濾波器組實現。信道化接收機具有大動態范圍、高增益、低噪聲、窄帶性能好、測量細致準確、具有分選功能等優點，同時又克服了窄帶接收機瞬時測頻范圍小的缺點。數字信道化接收機是將接收信號通過一組濾波器(稱為信道化濾波器)均勻分成D個子頻帶輸出，再將各個子頻帶的信號搬移到基帶，進行降速抽取后進行DFT變換，就得到信道化濾波輸出。對信道化濾波輸出進行檢測，可以實現對跳頻通信信號的檢測。數字信道化接收機的基本原理請參考2.6.3節。這里只討論針對跳頻信號檢測的一些問題。設數字信道化接收機有D個信道濾波器，信道間隔為Bch，則其瞬時帶寬為B=DBch。如果其瞬時帶寬大于跳頻帶寬WTH，即滿足條件B≥WTH時，則跳頻信號的某跳的信號總會落入信道化濾波器組的某個信道濾波器k中，并且該濾波器k輸出最大，其他信道濾波器無信號輸出。根據這種特點，只需要對所有的D個信道濾波器的輸出進行檢測，具有最大輸出的信道與跳頻信號的瞬時頻率相對應。數字信道化濾波器的輸出通常是一個復信號序列，即x(k,m)=xI(k,m)cos(ωkm+θk)+jxQ(k,m)sin(ωkm+θk)+n(k,m)

(8.4-33)

其中k=1,2,…,D是信道序號;m=0,1,2,…,N－1是信道濾波器輸出序列下標。n(k,m)是第k個信道濾波器的輸出噪聲

n(k,m)=nI(k,m)cos(ωkm+θk)+jnQ(k,m)sin(ωkm+θk)

(8.4-34)對輸出信號進行包絡檢波，得到(8.4-35)對k=1,2,…,D個信道的包絡檢波輸出幅度進行比較，其中最大輸出的信道作為跳頻信號的當前跳頻頻率值。信道化技術具有瞬時測頻能力，同時其輸出信號是時域信號，因此保留了信號的全部信息，對后續的信號分析特別是信號的解調分析十分有利。而壓縮接收機和相關檢測方法的輸出是非時域信號，因此難以實現信號的直接解調。所以信道化檢測方法具有更好的應用前景。8.4.2跳頻通信信號分析技術

1.跳頻信號的基本特征參數

每個跳頻通信網臺特有的基本特征參數包括：

(1)跳頻速率：跳頻信號在單位時間內的跳頻次數。

(2)駐留時間：跳頻信號在一個頻點停留的時間，其倒數是跳頻速率，它和跳頻圖案直接決定了跳頻系統的很多技術特征。

(3)頻率集：跳頻電臺所使用的所有頻率的集合構成跳頻通信網臺的頻率集，其完整的跳頻順序構成跳頻圖案。這些頻率的集合稱為頻率集，集合的大小稱為跳頻數目(信道數目)。

(4)跳頻范圍：又稱為跳頻帶寬，表明跳頻電臺的工作頻率范圍。

(5)跳頻間隔：跳頻電臺工作頻率之間的最小間隔，或稱頻道間隔，通常其他的頻率差是跳頻間隔的整數倍。上述參數中的跳頻范圍、跳頻間隔、跳頻圖案、跳頻速率是跳頻通信網臺的“指紋”參數，是通信偵察系統進行信號分選的基礎。

2.跳頻信號參數估計

跳頻信號參數的估計，包括估計信號的跳變周期(即跳頻速率)、跳變時刻、跳頻的頻率等參數。跳頻信號由于其頻率是時變的，故而它是一個非平穩的信號，由于考慮到其非平穩性，采用時頻分析方法如WVD和短時傅立葉變換(STFT)對其進行分析，實現對其參數的估計。下面討論利用STFT實現跳頻信號參數的估計。STFT也稱為加窗傅立葉變換，如果設定一個時間寬度很短的窗函數w(t)，并讓該窗函數沿著時間軸滑動，則信號x(t)的短時傅立葉變換定義為(8.4-36)從式中可以發現，由于窗函數的時移性能，使短時傅立葉變換具有既是時間函數又是頻率函數的局域特性，而對于某一時刻t，其STFT可視為該時刻的“局部頻譜”。它通過分析窗得到二維的時頻分布。上面給出的是連續短時傅立葉變換，在實際應用中，經常使用的離散STFT。其時間和頻率都離散化，設時間變量的采樣周期為T,頻率變量的采樣周期為F，x(n)為離散信號，則STFT的離散化形式為：(8.4-37)對觀測信號采樣后得長度為N的序列x(n),n=0,1,2,…,N－1，采樣頻率為fs，STFT估計跳頻信號的參數的步驟如下：

(1)對信號x(n)進行STFT變換，得到x(n)的時頻圖STFT(m,n)。(2)計算STFT(m,n)在每個時刻m的最大值，得到矢量y(m)。(3)用傅立葉變換(FFT)估計y(m)的周期，得到跳頻周期的估計值。

(4)求出y(m)出現峰值的位置，得到峰值位置序列p(m),m=1,2,…,p，p為峰值的個數，可以求得第一跳頻的跳變時刻。(5)估計接收到的跳頻信號第一跳的跳變時刻。首先求出第一個峰值出現的平均位置為(8.4-38)跳頻時刻可由下式求出(8.4-39)

(6)利用得到的，可以求出觀測間隔N內包含的完整跳頻點個數為其中［·］代表取整。(8.4-40)

(7)估計觀測信號內包含的跳頻頻率，得到跳頻圖案：由以上步驟可知，在未知跳頻信號任何先驗信息的情況下，通過對時域信號進行STFT變換求得跳頻信號的有關參數，實現對跳頻信號參數的估計。

Wigner-Ville分布(WVD)也是一種常用的時頻分析方法，其中利用經過時域和頻域兩次平滑所得到的平滑偽WVD(SPWVD)可以有效地抑制交叉干擾項。使用SPWVD代替WVD和偽WVD(PWVD)來估計跳頻參數，也有較好的效果。其具體過程與采用STFT的方法類似,其主要差別是利用SPWVD得到跳頻信號的時頻分布,之后的過程完全類似。因此,這里不再贅述。(8.4-41)

3.跳頻信號解跳和解調技術

跳頻解跳和解調技術是對跳頻信號的解擴與信息恢復過程，包括解跳和解調兩部分內容。對于模擬制跳頻信號，偵收后可直接解調出音頻信息。但目前廣泛使用的都是數字跳頻設備，即使偵收并截獲到跳頻信號，也無法直接解調，必須先對跳頻信號解跳(解擴)，還原調制的基帶信息，然后再對基帶信息進行解調。

1)跳頻信號解跳為了對跳頻信號進行解跳，首先需要進行網臺分選以提供跳頻網頻率集。該頻率集的主要作用是為解跳引導程序提供檢測跳頻信號的頻率范圍，提高解跳引導的效率。當解跳引導程序發現跳頻信號后，由解跳拼接設備完成解跳功能，按照信號到達時間的先后順序串接起來，將跳頻信號搬移到基帶，形成基帶信息，便完成了對跳頻信號的解跳工作。對于頻率自適應跳頻信號解跳，跳頻引導程序不但要檢測已知的頻率點，而且要檢測其他的頻率點，以期快速發現跳頻信號頻率的改變。因此，對頻率自適應跳頻信號的解跳引導程序除了能在已知的頻率集中檢測跳頻信號外，還必須具有在特定頻段的重點信道內搜索跳頻信號的能力。

2)跳頻信號解調在對跳頻信號解跳后，當已知該基帶跳頻信號的調制樣式時，可對其實現解調；當未知跳頻信號調制樣式時，還需要先對其進行調制樣式識別，在搞清跳頻信號調制樣式的基礎上，按照對常規定頻信號的解調方式解調并恢復出跳頻信號調制信息。跳頻信號常用的調制樣式不多，主要有SSB、FSK、PSK等，對調制樣式的識別相對容易。跳頻解調的主要問題是如何降低誤碼率。由于網臺分選可能會存在錯誤，解跳過程可能會出現誤判誤引導，引導過程可能會出現信息遺失，因此，必須采取措施解決解調誤碼率的問題。

4.跳頻網臺分選

在實際的通信對抗環境中，電磁環境十分復雜，密集的定頻信號、噪聲信號、外界干擾信號、各種突發信號以及多個跳頻網臺的跳頻信號交織在一起，使得偵察接收機對跳頻信號的檢測和分選變得十分艱難。跳頻網臺分選的目的就是在這樣復雜的電磁環境下，在剔除定頻信號、隨機噪聲信號、突發信號，檢測出跳頻信號的基礎上，將交織混合在一起的不同跳頻網臺的跳頻信號分選出來，完成跳頻網臺的分選。

1)跳頻網臺的組網方式跳頻通信電臺的組網，主要包括頻分組網和碼分組網兩大類。

(1)頻分組網：與常規通信設備頻分組網類似，不同的跳頻網絡使用不同的跳頻頻率。常用的實現方法有兩種：①將工作頻段劃分為多個分頻段，不同的跳頻網絡工作在不同的分頻段；②在全頻段內選取頻率，但各跳頻網絡的跳頻頻率表彼此沒有相同的頻率。

(2)碼分組網：所有跳頻網絡在相同的跳頻頻率表上跳頻，不同的跳頻網絡使用不同的跳頻序列，依靠跳頻序列的正交性或準正交性來區分不同的跳頻網絡。在實際應用中，通常將頻分組網和碼分組網結合使用，首先在可用的工作頻段上按照頻分組網方式編制出多個跳頻頻率表，將跳頻網絡數量基本均分在各跳頻頻率表上，然后在各跳頻頻率表上進行跳頻碼分組網。根據是否具有統一的時間基準，跳頻碼分組網方式可分為同步組網和異步組網。同步組網時，各跳頻網絡具有統一的時間基準，此時，跳頻序列的設計一般不考慮在各種時間延時下的漢明自相關和漢明互相關性能。異步組網時，各跳頻網絡沒有統一的時間基準，此時，跳頻序列的設計必須考慮在各種時延下的漢明相關和漢明互相關性能。根據跳頻序列的漢明相關性能，跳頻碼分組網方式可分為正交組網和非正交組網。非正交組網時，任意兩個跳頻網絡可能在同一時間跳變到同一頻率上。因此可能存在相互干擾。正交組網時，任意兩個跳頻網絡通常不可能在同一時間跳變到同一頻率上，不存在相互干擾。只有在各跳頻網絡具有統一的時間基準時才能實現正