常用半導體器件原理第1頁，課件共71頁，創作于2023年2月2.1.2本征半導體純凈的硅和鍺單晶體稱為本征半導體。

硅和鍺的原子最外層軌道上都有四個電子，稱為價電子，每個價電子帶一個單位的負電荷。因為整個原子呈電中性，而其物理化學性質很大程度上取決于最外層的價電子，所以，硅和鍺原子可以用簡化模型代表。第2頁，課件共71頁，創作于2023年2月每個原子最外層軌道上的四個價電子為相鄰原子核所共有，形成共價鍵。共價鍵中的價電子是不能導電的束縛電子。

價電子可以獲得足夠大的能量，掙脫共價鍵的束縛，游離出去，成為自由電子，并在共價鍵處留下帶有一個單位的正電荷的空穴。這個過程稱為本征激發。

本征激發產生成對的自由電子和空穴，所以本征半導體中自由電子和空穴的數量相等。第3頁，課件共71頁，創作于2023年2月價電子的反向遞補運動等價為空穴在半導體中自由移動。因此，在本征激發的作用下，本征半導體中出現了帶負電的自由電子和帶正電的空穴，二者都可以參與導電，統稱為載流子。

自由電子和空穴在自由移動過程中相遇時，自由電子填入空穴，釋放出能量，從而消失一對載流子，這個過程稱為復合。第4頁，課件共71頁，創作于2023年2月

平衡狀態時，載流子的濃度不再變化。分別用ni和pi表示自由電子和空穴的濃度(cm-3)，理論上其中T為絕對溫度(K)；EG0為T=0K時的禁帶寬度，硅原子為1.21eV，鍺為0.78eV；k=8.63

10-5eV/K為玻爾茲曼常數；A0為常數，硅材料為3.87

1016cm-3K-3/2，鍺為1.76

1016cm-3K-3/2。2.1.3N型半導體和P型半導體

本征激發產生的自由電子和空穴的數量相對很少，這說明本征半導體的導電能力很弱。我們可以人為地少量摻雜某些元素的原子，從而顯著提高半導體的導電能力，這樣獲得的半導體稱為雜質半導體。根據摻雜元素的不同，雜質半導體分為

N型半導體和P型半導體。

第5頁，課件共71頁，創作于2023年2月一、N型半導體（摻磷）

在本征半導體中摻入五價原子，即構成N型半導體。N型半導體中每摻雜一個雜質元素的原子，就提供一個自由電子，從而大量增加了自由電子的濃度——施主電離多數載流子一一自由電子少數載流子一一空穴但半導體仍保持電中性

熱平衡時，雜質半導體中多子濃度和少子濃度的乘積恒等于本征半導體中載流子濃度ni的平方，所以空穴的濃度pn為

自由電子濃度雜質濃度因為ni容易受到溫度的影響發生顯著變化，所以pn也隨環境的改變明顯變化。第6頁，課件共71頁，創作于2023年2月二、P型半導體（摻硼）

在本征半導體中摻入三價原子，即構成P型半導體。P型半導體中每摻雜一個雜質元素的原子，就提供一個空穴，從而大量增加了空穴的濃度——受主電離多數載流子一一空穴少數載流子一一自由電子但半導體仍保持電中性而自由電子的濃度np為空穴濃度摻雜濃庹環境溫度也明顯影響np的取值。第7頁，課件共71頁，創作于2023年2月2.1.4漂移電流和擴散電流半導體中載流子（電子與空穴）進行定向運動，就會形成半導體中的電流。半導體電流漂移電流：在電場的作用下，自由電子會逆著電場方向漂移，而空穴則順著電場方向漂移，這樣產生的電流稱為漂移電流。該電流的大小主要取決于載流子的濃度，遷移率和電場強度。擴散電流：半導體中載流子濃度不均勻分布時，載流子會從高濃度區向低濃度區擴散，從而形成擴散電流。該電流的大小正比于載流子的濃度差即濃度梯度的大小。電子電流與空穴電流半導體電流

第8頁，課件共71頁，創作于2023年2月2.2PN結

通過摻雜工藝，把本征半導體的一邊做成P型半導體，另一邊做成N型半導體，則P型半導體和N型半導體的交接面處會形成一個有特殊物理性質的薄層，稱為PN結。

2.2.1PN結的形成多子擴散

空間電荷區，內建電場和內建電位差的產生少子漂移動態平衡第9頁，課件共71頁，創作于2023年2月空間電荷區又稱耗盡區或勢壘區。在摻雜濃度不對稱的PN結中，耗盡區在重摻雜一側延伸較小，在輕摻雜一側延伸較大。第10頁，課件共71頁，創作于2023年2月2.2.2

PN結的單向導電特性一、正向偏置的PN結正向偏置耗盡區變窄擴散運動加強漂移運動減弱正向電流二、反向偏置的PN結反向偏置耗盡區變寬擴散運動減弱漂移運動加強反向電流第11頁，課件共71頁，創作于2023年2月PN結的單向導電特性：PN結只需較小的正向電壓，就可使耗盡區變得很薄，從而產生較大的正向電流，且該電流隨電壓的微小變化會發生明顯改變。在反偏時，少子只能提供很小的漂移電流，且基本上不隨反向電壓變化。4.2.3PN結的擊穿特性PN結反向電壓足夠大時，反向電流急劇增大，這種現象稱為PN結的擊穿。

雪崩擊穿：PN結反偏，耗盡區中少子在漂移運動中被電場作功，動能增大。當少子的動能足以使其在與價電子碰撞時發生碰撞電離，把價電子擊出共價鍵，產生一對自由電子和空穴，連鎖碰撞使盡區內載流子數量劇增，引起反向電流急劇增大。雪崩擊穿出現在輕摻雜的PN結中。齊納擊穿：在重摻雜PN結中，耗盡區較窄，所以反向電壓在其中產生較強的電場。電場強到能直接將價電子拉出共價鍵，發生場致激發，產生大量的自由電子和空穴，使反向電流急劇增大，這種擊穿稱為齊納擊穿。PN結擊穿時，只要限制反向電流不要過大，就可以保護PN結不受損壞。第12頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.2.4PN結的電容特性PN結能存貯電荷，且電荷變化與外加電壓變化有關，說明PN結有電容效應。一、勢壘電容（反偏）CT0為u=0時的CT，與PN結的結構和摻雜濃度等因素有關；UB為內建電位差；n為變容指數，取值一般在1/3~6之間。當反向電壓-u的絕對值增大時，CT將減小（變容管）。第13頁，課件共71頁，創作于2023年2月PN結的結電容為勢壘電容和擴散電容之和，即Cj=CT+CD。CT和CD都隨外加電壓的變化而改變，所以都是非線性電容。當PN結正偏時，CD遠大于CT，即Cj

CD；當PN結反偏時，CT遠大于CD，則Cj

CT。二、擴散電容（正偏）第14頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.3晶體二極管二極管可分為硅二極管和鍺二極管，簡稱為硅管和鍺管。

4.3.1二極管的伏安特性：指數特性IS為反向飽和電流，q=1.60

10-19C；UT=kT/q，稱熱電壓，300K時，UT=26mV。

1、二極管的導通，截止和擊穿當uD>0且超過特定值UD(on)時，iD變得明顯，此時認為二極管導通，UD(on)稱為導通電壓(開啟電壓)；uD<0時，二極管是截止的；當反向電壓足夠大時，PN結擊穿，二極管中的反向電流急劇增大，二極管被擊穿。第15頁，課件共71頁，創作于2023年2月E變化時，負載線平移到新位置，雖然IDQ變化較大，但UDQ變化不大，仍近似等于UD(on)，所以也可認為UD(on)是導通的二極管兩端固定的管壓降。直流電阻交流電阻電路的負載特性2、二極管的管壓降3、二極管的電阻第16頁，課件共71頁，創作于2023年2月RD和rD均隨工作點Q的位置變化而變化；同一工作點Q處，RD和

rD

也不相同。4.3.2溫度對二極管伏安特性的影響實驗表明：溫度每上升10℃，Is增大一倍。溫度每上升1℃，UD（ON）下降約2~2.5mV?？梢?，二極管的特性對溫度很敏感。另外，溫度的升高還使得二極管的雪崩擊穿電壓增大，齊納擊穿電壓減小。當二極管兩端電壓為uD=UDQ+ΔuD時，其電流為：第17頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.3.3二極管的近似伏安特性和簡化電路模型圖4.3.5二極管的近似伏安特性圖4.3.6簡化電路模型第18頁，課件共71頁，創作于2023年2月[例4.3.1]電路如圖(a)所示，計算二極管中的電流ID。已知二極管的導通電壓UD(on)=0.6V，交流電阻rD≈0。解：可以判斷二極管處于導通狀態，將相應的電路模型代入，得到圖(b)。節點A的電壓UA=-E+UD(on)

=-5.4V，又E-UA=I1R1和0–UA=I2R2，解得I1=5.7mA，I2=5.4mA，于是ID=I1+I2=11.1mA。第19頁，課件共71頁，創作于2023年2月穩壓二極管起穩壓作用,工作電流IZ可在IZmin到IZmax的較大范圍內調節，兩端的反向電壓幾乎不變,為穩定電壓UZ。4.3.4穩壓二極管IZ應大于IZmin以保證較好的穩壓效果。同時，外電路必須對IZ進行限制，防止其太大使管耗過大，甚至燒壞PN結，如果穩壓二極管的最大功耗為PM，則IZ應小于IZmax

=PM

/UZ。

第20頁，課件共71頁，創作于2023年2月典型的穩壓二極管電路輸入電壓Ui＞UZ，R為限流電阻，RL為負載電阻。Ui或RL變動時,工作電流IZ發生相應變化,但只要不超出IZmin到IZmax的范圍，就可保證穩壓二極管VDZ兩端的電壓是穩定電壓UZ,電路的輸出電壓Uo=UZ。第21頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.3.2］穩壓二極管電路如圖所示，穩定電壓UZ=6V。當限流電阻R=200時，求工作電流IZ和輸出電壓UO；當R=11k時，再求IZ

和UO。

解：當R=200時，穩壓二極管VDZ處于擊穿狀態當R=11k

時，VDZ處于截止狀態，IZ

=0第22頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.3.5二極管應用電路舉例

1、整流電路

［例4.3.3］分析圖(a)所示的二極管整流電路的工作原理，其中二極管VD的導通電壓UD(on)=0.7V，交流電阻rD0。輸入電壓ui的波形如圖(b)所示。試分析輸出電壓uo的波形。

第23頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：當ui>0.7V時，VD處于導通狀態，等效成短路，所以輸出電壓uo=ui-0.7；當ui<0.7V時，VD處于截止狀態，等效成開路，所以uo=0。根據ui的波形得到uo的波形，如(b)所示，傳輸特性如(c)所示。電路實現的是半波整流，但是需要在ui的正半周波形中扣除UD(on)

得到輸出波形。

第24頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.3.4］分析圖(a)所示的二極管橋式整流電路的工作原理，其中的二極管VD1~VD4為理想二極管，輸入電壓ui的波形如圖(b)所示。試分析輸出電壓uo的波形。

第25頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：當ui>0時，D1和D2上加的是正向電壓，處于導通狀態，而D3和D4上加的是反向電壓，處于截止狀態。輸出電壓uo的正極與ui的正極通過D1相連，它們的負極通過D2相連，所以uo=ui；當ui<0時，D1和D2上加的是反向電壓，處于截止狀態，而D3和D4上加的是正向電壓，處于導通狀態。uo的正極與ui的負極通過D4相連，D3則連接了uo的負極與ui的正極，所以uo=-ui。輸入輸出波形：(b)，傳輸特性：(c)。電路實現的是全波整流。

第26頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.3.5］分析圖示電路的輸出電壓uo的波形和傳輸特性。

第27頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：當輸入電壓ui>0時，二極管D1截止，D2導通，電路等效為(b)所示的反相比例放大器，uo=-(R2/R1)ui；當ui<0時，D1導通，D2截止，等效電路如(c)所示，此時uo=u-=u+=0。據此可以根據ui的波形畫出uo的波形以及傳輸特性，如圖(d)所示。

第28頁，課件共71頁，創作于2023年2月[例4.3.5]給出的是精密半波整流電路。為了實現精密全波整流，可以利用集成運放加法器，將半波整流的輸出與原輸入電壓加權相加。如圖所示，uo=-ui-2uo1。當ui>0時，uo1=-ui，uo=ui；當ui<0時，uo=-ui。

因此在任意時刻有uo=|ui|，所以該電路也稱為絕對值電路。

第29頁，課件共71頁，創作于2023年2月2、限幅電路［例4.3.6］二極管限幅電路如圖(a)所示，其中二極管VD的導通電壓UD(on)=0.7V，交流電阻rD0。輸入電壓ui的波形在(b)中給出，作出輸出電壓uo的波形。

第30頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：VD處于導通與截止之間的臨界狀態時，其支路兩端電壓為

E+UD(on)=2.7V。可根據ui的波形得到uo的波形，如(c)所示，該電路把ui超出2.7V的部分削去后進行輸出，是上限幅電路。

當ui>2.7V時，VD導通，所以uo=2.7V；當ui<2.7V時，VD截止，其支路等效為開（斷）路，uo=ui。第31頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.3.7］二極管限幅電路如圖(a)所示，其中二極管D1和D2的導通電壓UD(on)=0.3V，交流電阻rD0。輸入電壓ui的波形在圖(b)中給出，作出輸出電壓uo的波形。

第32頁，課件共71頁，創作于2023年2月綜合uo的波形如(c)所示，該電路把ui超出2.3V的部分削去后進行輸出，是雙向限幅電路。

D2處于臨界狀態時，其支路兩端電壓為E+UD(on)=2.3V。當ui>2.3V時，D2導通，uo=2.3V；當ui<2.3V時，D2截止，支路等效為開路，uo=ui。所以D2實現了上限幅；解：D1處于導通與截止的臨界狀態時，其支路兩端電壓為-E-UD(on)=-2.3V。當ui<-2.3V時，D1導通，uo=-2.3V；當ui>-2.3V時，D1截止，支路等效為開路，uo=ui。所以D1實現了下限幅；第33頁，課件共71頁，創作于2023年2月圖中,設二極管的交流電阻rD0,導通電壓UD(on)=0.7V限幅電路的基本用途是控制輸入電壓不超過允許范圍，以保護后級電路的安全工作。當-0.7V<ui<0.7V時，二極管VD1和VD2都截止，電阻R1和R2中沒有電流，集成運放的兩個輸入端之間的電壓為ui；當ui>0.7V時，VD1導通，VD2截止，R1、VD1和R2構成回路，對ui分壓，集成運放輸入端的電壓被限制在UD(on)=0.7V；當ui<-0.7V時，VD1截止，VD2導通，R1、VD2和R2構成回路，對ui分壓，集成運放輸入端的電壓被限制在-UD(on)=-0.7V。該電路把ui限幅到0.7V到-0.7V之間，保護集成運算放大器。第34頁，課件共71頁，創作于2023年2月圖中,設二極管的交流電阻rD0,導通電壓UD(on)=0.7V當-0.7V<ui<5.7V時，二極管VD1和VD2都截止，ui直接輸入A/D；當ui>5.7V時，VD1導通，VD2截止，A/D的輸入電壓被限制在5.7V；當ui<-0.7V時，VD1截止，VD2導通，A/D的輸入電壓被限制在-0.7V。該電路對ui的限幅范圍是-0.7V到5.7V。第35頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.3.8］穩壓二極管限幅電路如圖(a)所示，其中穩壓二極管DZ1和DZ2的穩定電壓UZ=5V，導通電壓UD(on)

近似為零。輸入電壓ui的波形在圖(b)中給出，作出輸出電壓uo的波形。

第36頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：當|ui|<1V時，DZ1和DZ2都處于截止狀態，其支路相當于開路，電路是電壓放大倍數為-5的反相比例放大器，uo=-5ui，uo最大變化到5V；當|ui|>1V時，DZ1和DZ2一個導通，另一個擊穿，此時反饋電流主要流過穩壓二極管支路，uo穩定在5V。由此得到圖(c)所示的uo波形。

第37頁，課件共71頁，創作于2023年2月圖示電路為單運放弛張振蕩器。其中集成運放用作反相遲滯比較器，輸出電源電壓UCC或-UEE，R3隔離輸出的電源電壓與穩壓二極管DZ1和DZ2限幅后的電壓。仍然認為DZ1和DZ2的穩定電壓為UZ，而導通電壓UD(on)近似為零。經過限幅，輸出電壓uo可以是高電壓UOH=UZ或低電壓UOL=-UZ。第38頁，課件共71頁，創作于2023年2月3、電平選擇電路［例4.3.9］(a)是二極管電平選擇電路，其中二極管VD1和VD2均為理想二極管，輸入信號ui1和ui2的幅度均小于電源電壓E，波形如(b)所示。分析電路的工作原理，并作出輸出信號uo的波形。

第39頁，課件共71頁，創作于2023年2月解：因為ui1和ui2均小于E，所以VD1和VD2至少有一個處于導通狀態。假設ui1<ui2，則VD1導通后，uo=ui1，結果VD2上加的是反向電壓，截止；反之，當ui1>ui2時，VD2導通，VD1截止，uo=ui2；只有當ui1=ui2時，VD1和VD2才同時導通，uo=ui1=ui2。uo的波形如(b)所示。該電路完成低電平選擇功能，當高、低電平分別代表邏輯1和邏輯0時，就實現了邏輯“與”運算。

第40頁，課件共71頁，創作于2023年2月4、峰值檢波電路［例4.3.10］分析圖示峰值檢波電路的工作原理。

解：電路中集成運放A2起電壓跟隨器作用。當ui>uo時，uo1>0，二極管D導通，uo1對電容C充電，此時集成運放A1也成為跟隨器，uo=uC

ui，即uo隨著ui增大；當ui<uo時，uo1<0，D截止，C不放電，uo=uC保持不變，此時A1是電壓比較器。波形如圖(b)所示。電路中場效應管V用作復位開關，當復位信號uG到來時直接對C放電，重新進行峰值檢波。

第41頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.4雙極型晶體管（BJT）NPN型晶體管

PNP型晶體管

晶體管的物理結構有如下特點：發射區相對基區重摻雜；基區很薄，只有零點幾到數微米；集電結面積大于發射結面積。

原理結構電路符號第42頁，課件共71頁，創作于2023年2月(1)、發射區向基區注入電子

電子注入電流IEN，空穴注入電流IEP

，IEN＞＞IEP4.4.1晶體管的工作原理(2)、基區中自由電子邊擴散邊復合

基區復合電流IBN

(3)、集電區收集自由電子

收集電流ICN

反向飽和電流ICBO晶體管三個極電流與內部載流子電流的關系：

第43頁，課件共71頁，創作于2023年2月共基極直流電流放大倍數：換算關系：晶體管的極電流關系

共發射極直流電流放大倍數：第44頁，課件共71頁，創作于2023年2月PNP型晶體管可做類似分析：與NPN型晶體管相比，自由電子和空穴互換角色，電流反向。以NPN型晶體管為例，說明晶體管放大交流信號的基本原理：忽略空穴注入電流IEP和反向飽和電流ICBO，以簡化分析。ub的振幅遠小于UBB(保證e結始終正偏）晶體管電流方程第45頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.4.2晶體管的伏安特性1、輸出特性

（3）截止區(e結反偏，c結反偏)（1）放大區(e結正偏，c結反偏)共基極交流電流放大倍數(uCB為常數)：近似關系共發射極交流電流放大倍數：恒流輸出和基區寬度調制效應（2）飽和區(e結正偏，c結正偏)各輸出特性曲線彼此重合飽和壓降

uCE(sat)uBE=uCE，即uCB=0時，臨界狀態極電流絕對值很小模擬電路中，絕大多數情況下，應保證晶體管工作在放大狀態。第46頁，課件共71頁，創作于2023年2月2、輸入特性

當uBE>UBE(on)時，e結正偏，晶體管導通，即處于放大狀態或飽和狀態。此兩種狀態下，uBE≈UBE(on)，所以也可以認為UBE(on)是導通的晶體管輸入端固定的管壓降；當uBE<UBE(on)時，晶體管進入截止狀態。第47頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.4.3晶體管的近似伏安特性和簡化直流模型近似伏安特性簡化直流模型I——放大區II——飽和區III——截止區第48頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.4.4直流偏置下晶體管的工作狀態分析2．若uBE>uBE(on)，則晶體管處于放大狀態或飽和狀態，再判斷c結是正偏還是反偏。如果c結反偏，則晶體管處于放大狀態，這時UBE=UBE(on)。根據外電路和UBE(on)計算IB，接下來IC=bIB，IE=IB+IC。再由這三個極電流和外電路計算UCE和UCB；實際應用中，通過控制e結和c結的正偏與反偏，可使晶體管處于放大狀態、飽和狀態或截止狀態，來實現不同的功能。確定直流偏置下晶體管工作狀態的基本步驟：1．判斷e結是正偏還是反偏。若uBE<UBE(on)，則晶體管處于截止狀態，IB=IC=IE=0，再由外電路計算極間電壓UBE、UCE和UCB；3．如果第2步判斷c結正偏，則晶體管處于飽和狀態。這時UBE=UBE(on)，UCE=UCE(sat)，UCB=UCE-UBE，再由這三個極間電壓和外電路計算IB、IC和IE。第49頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.4.1］晶體管直流偏置電路如圖所示，已知晶體管V的UBE(on)=0.6V，

=50。當輸入電壓UI分別為0V、3V和5V時，判斷V的工作狀態，并計算輸出電壓UO。

解：V的三個極電流的正方向如圖所示。當UI=0時，V處于截止狀態，IC=0，UO=UCC-ICRC=12V；當UI=3V時，V處于放大或飽或狀態，假設V處于放大狀態，IB=[UI-UBE(on)]/RB=40A，IC=

IB=2mA，驗證：因為，UCB=UC-UB=(UCC-ICRC)-UBE(on)=3.4V>0，所以c結反偏，假設成立，UO=UC=4V；當UI=5V時，因為，UCB=-3.28V<0，所以晶體管處于飽和狀態，UO=UCE(sat)。第50頁，課件共71頁，創作于2023年2月［例4.4.2］晶體管直流偏置電路如圖所示，已知晶體管V的UBE(on)=-0.7V，

=50。判斷V的工作狀態，并計算IB、IC和UCE。

解：圖中晶體管是PNP型，UBE(on)=UB-UE=(UCC-IBRB)-IERE=UCC-IBRB-(1+b)IBRE=-0.7V，得到IB=-37.4A<0，所以V處于放大或飽和狀態。假設處于放大狀態，則IC=bIB=-1.87mA，驗證：因為，UCB=UC-UB=(UCC-ICRC)-(UCC-IBRB)=-3.74V<0，所以，集電結反偏，晶體管處于放大狀態，IB=-37.4A，IC=-1.87mA，UCE=UCB+UBE(on)=-4.44V。

第51頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.4.5晶體管應用電路舉例

一、對數和反對數運算電路

這樣就實現了對數運算。晶體管的電流方程圖中，UO=-UBE=-UTln(IC/IS)，又IC=UI/R，所以第52頁，課件共71頁，創作于2023年2月圖中，輸出電壓UO=ICR=-ISRexp(-UBE/UT)，而輸入電壓UI=-UBE，因此從而實現了UO和UI之間的反對數(指數)運算。

第53頁，課件共71頁，創作于2023年2月二、

值測量電路

圖示電路用以測量晶體管的共發射極電流放大倍數

。因為IC

=(U1

-U2)/R1，IB

=UO

/R2，所以

據此可以根據電壓表的讀數UO，結合預設電壓U1和U2以及電阻R1和R2計算

。

第54頁，課件共71頁，創作于2023年2月三、恒流源電路

如圖所示，穩壓二極管DZ的穩定電壓UZ

=6V。UZ通過集成運放A傳遞到電阻R2上端，于是有IO

=IC

IE

=UZ

/R2

=20mA。

第55頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.5.1結型場效應管

4.5場效應管

第56頁，課件共71頁，創作于2023年2月1、工作原理

為保證PN結反偏，并實現UGS對ID的有效控制，N溝道JFET的UGS不能大于零。三個電極的電勢：UD>US>UG柵極電流：IG0夾斷電壓：UGS(off)第57頁，課件共71頁，創作于2023年2月2、輸出特性(iD-uDS)（1）恒流區(|uGS|

|UGS(off)|且|uDG|=|uDS-uGS|>|UGS(off)|)（2）可變電阻區(|uGS|

|UGS(off)|且|uDG|<|UGS(off)|)uGS和iD為平方率關系。預夾斷導致uDS對iD的控制能力很弱。（3）截止區(|uGS|>|UGS(off)|)uDS的變化明顯改變iD的大小。導電溝道全部夾斷，iD

=0。另外，若|uDS|足夠大，則PN結在靠近漏極的局部會擊穿，iD急劇增大，相應的區域成為擊穿區。第58頁，課件共71頁，創作于2023年2月3、轉移特性(iD-UGS)恒流區內，iD與uGS的平方率關系可以描述為：第59頁，課件共71頁，創作于2023年2月4.5.2絕緣柵場效應管

金屬-氧化物-半導體場效應晶體管（MOSFET），根據結構上是否存在原始導電溝道，分為增強型（normally-off）和耗盡型(normally-on)。

第60頁，課件共71頁，創作于2023年2月1、工作原理

UGS=0→

ID＝0N溝道增強型MOSFETUGS>UGS(th)

→電場→反型層→導電溝道→

ID>0UGS控制ID的大小UD>UG>US=UB，IG=0第61頁，課件共71頁，創作于2023年2月在UGS=0時就存在ID=ID0。UGS增大→ID增大。當UGS<0時，且|UGS|足夠大時，導電溝道消失，ID=0，此時的UGS稱為夾斷電壓UGS(off)

。

N溝道耗盡型MOSFET2、輸出特性

預夾斷N溝道增強型MOSFET各區劃分140頁第62頁，課件共71頁，創作于2023年2月

n為導電溝道中自由電子運動的遷移率；Cox為單位面積的柵極電容；W和L分別為導電溝道的寬度和長度，W/L為寬長比。N溝道增強型MOSFET3、轉移特性

恒流區內，iD與uGS的平方率關系可以描述為：如果計入uDS對iD的微弱影響，則需要用溝道調制系數λ修正公式。第63頁，課件共71頁，創作于2023年2月N溝道耗盡型MOSFET（類似N溝道JFET）恒流區電流方程第