核電子學方法第五章時間信息的分析

第五章時間信息的分析

§1概 述

§2 定時技術§3 符合電路§4

時間分析器§5 脈沖形狀甄別（PSD）

結束

§1.概 述時間信息分析所要解決的基本問題

時間信號的檢出

返回時間信息分析所要解決的基本問題時間間隔甄別時間間隔測量

返回時間間隔甄別時間間隔甄別應用實例時間間隔甄別器的基本功能

返回時間間隔甄別應用實例電子正電子對撞實驗中，產生μ+和μ-的事例探測器D1和探測器D2相距有幾十米以上，對稱排布，用來測定子。因為+和-的動量相等，且對面碰撞，根據動量守恒定律，和飛行方向相反，飛行速度近似相同，從對撞點飛出，應幾乎同時分別擊中D1和D2。隨著擊中D1和D2位置不同信號S1和S2產生時刻發生差別，如果最大時差值為5ns，那么S1和S2時間間隔小于5ns的事例應該是+和-事例的的一個“候選”條件，這樣可以排斥掉很多本底事件。例如宇宙射線穿過探測器系統，D1和D2是先后被擊中，S1和S2的時間間隔將會大于5ns，不滿足此“候選”條件，應該被排斥掉。需要用一個時間間隔甄別器來作為事例的選擇。返回

時間間隔甄別器的基本功能N個信號加入它的輸入端為

u1,u2….ui….uN-1,uN，它們分別在ti（i=1,2…N）時刻到達甄別器的輸入端，其中任意一對信號間的時間差都滿足：

-1

<ti－tj<

2(1,2>0）在輸出端產生邏輯信號輸出，只要有任意一對信號不滿足上述條件，將不產生輸出。經常遇到的情況是處理二個輸入信號的符合電路，稱為二重符合電路。二個輸入信號到達的時間分別為t1和t2

，若滿足-1<t1－t2<2(1,2>0）在輸出端產生邏輯信號輸出，否則將不產生輸出。1＋2為其分辨時間。選擇1=2

=

，則分辨時間為2（或稱為符合時間窗寬）。具有這種功能的電路通常稱為符合電路，1＋2為其分辨時間。（也就是時間間隔閾值）。返回時間間隔測量時間間隔測量應用實例時間分析器的基本功能

返回時間間隔測量應用實例飛行時間計數器是在高能物理實驗中經常用到的探測器系統，用來測量帶電粒子的飛行時間，其主要功能是通過所測量粒子的飛行時間信息，結合其它探測器測得粒子的動量和徑跡，從而辨別粒子的種類。測量探測器的信號和e+e-的作用發生時刻之間的時間間隔，就可以測量到粒子的飛行時間信息。返回時間分析器的基本功能由時間間隔編碼器與數據獲取系統組成的時間分析器，用來完成時間間隔測量。時間間隔編碼電路是時間間隔測量中關鍵部件，通常稱它為時間－數字轉換器（TDC,TimetoDigitConversion

）。輸出端的數碼值為

其中T0為LSB所對應的時間間隔。TDC的輸出再送到數據獲取系統進行數據采集與存儲，它的功能與多道幅度分析器中數據獲取系統相同。

返回時間信號的檢出無論是送到符合電路還是送到TDC的信號，要求它的出現時刻與粒子擊中探測器的時刻能精確地相對應。事件的產生到信號進入時間信息分析電路之間，大體上如以下過程所示：核事件產生粒子→探測器被擊中（t0時刻）→探測器信號輸出（t1時刻出現信號）→電子學電路信號處理（放大、成形等）→時檢電路檢出信號送到時間信號分析電路或符合電路輸入端（t0’時刻出現信號）。

時間信號的檢出在討論時間信號檢出時，從探測器輸出的電流信號有以下幾點需要考慮：延遲。t1在t0之后一定時間之后出現展寬。實際的電流信號不是一個信號漲落。(t0’-t0)是一個隨機量，而且信號形狀也會隨機變化。時檢電路的功能是使的漲落盡可能小，或者說的晃動很小。

返回§2 .定時技術

產生時間晃動的幾個主要因素

時間晃動大小的度量

前沿定時甄別器-固定閾值甄別器恒比定時甄別器（CFD）幅度和上升時間補償定時（ARC）

返回產生時間晃動的幾個主要因素

輸入到時間信息分析系統的信號出現時間晃動主要有以下幾個因素：探測器的固有晃動。噪聲引起時檢電路輸出的時間晃動。幅度時間游動效應。上升時間游動效應。以上幾種因素在不同條件下對晃動所起的影響是不相同的，因而要具體加以分析，分清主次。著重分析幅度和上升時間游動效應產生的時間晃動及其解決辦法。

返回探測器的固有晃動不同的探測元件電流信號輸出的時間晃動不一樣，它的產生原因也不相同，大致因為載流子在探測器內運動途徑不同造成的。例：閃爍體和光電倍加管（PMT）組成的閃爍計數器，由于粒子擊中的位置不同使光傳輸到PMT的時間不同，使得其輸出信號的時間發生差異，而擊中的位置往往是隨機的，因而信號輸出的時間產生時間晃動。返回噪聲引起時檢電路輸出的時間晃動噪聲疊加在信號之上將引起時檢電路輸出的時間晃動。

返回幅度時間游動效應不同幅度經過時檢電路之后在輸出時間上產生差異，探測器輸出信號幅度的隨機變化造成了時間上晃動，稱為幅度時間游動效應。返回上升時間游動效應不同上升時間的信號經過時檢電路之后會產生在輸出信號時間上差異，而有些探測元件輸出信號上升時間也存在隨機變化，這也就帶來了時檢電路的輸出信號在時間上晃動。這稱為上升時間游動效應。

返回時間晃動大小的度量時檢電路信號輸出與粒子擊中探測器之間的時間差td=（t0’-t0）是隨機量，它服從一定的分布規律，td的概率密度函數為Pd（td），可以得到各級矩：由此推知td的隨機變化情況，來度量的晃動大小。一般可以假設td服從高斯分布，和

是關鍵參量作為時間晃動的度量

時間晃動大小的度量二個信號時間間隔及其晃動量

時間晃動大小的度量時間晃動實驗測量在實驗上可以用同一瞬間產生兩個粒子的放射源（如60Co源，幾乎是同時發射兩個粒子[1和2

]）；測量計數隨τ（即時間間隔）值變化曲線，圖中求得和半高全寬時間FWHMtd,時間晃動為返回前沿定時甄別器-固定閾值甄別器前沿定時特性分析基本電路構型返回前沿定時特性分析（一）將輸入信號前沿近似看成線性上升，可用下述關系表示：

輸出信號對輸入信號的時間延遲可以表示為：

其中ti為輸入信號從出現到上升為VT所需時間，t為渡越時間，假定在快甄別器情況下，t很小，暫不加以考慮。在Vi由Vi1變為Vi2時，Vi=(Vi1-Vi2)，如果Vi很小，則輸出信號對輸入信號的時間延遲差td=(t2-t1)應為：td隨Vi變化而發生變化稱為幅度時間游動效應。顯而可見VT和tm越小，td變化量就越小，幅度時間游動效應就越小前沿定時特性分析（二）上述討論在Vi很小情況下，如果Vi變化很大時，服從某一種分布規律，要得到td必須Vi的概率密度函數求得td的概率密度函數，得到td。

若達峰時間tm發生變化（也就是上升時間發生變化），延遲時間的變化為：這稱為上升時間游動效應。

返回基本電路構型高速運算放大器（例如THS3201、OPA847等）構成的施米特甄別器；

高速比較器（例如AD96687）構成的截止式放大器型甄別器；

雙閾甄別電路。高速比較器AD96687構成的甄別器雙閾甄別電路由于幅度效應，前沿定時會有較大的定時誤差。降低甄別閾，是減少這一誤差的重要措施。但甄別閾的減少將會明顯引起噪聲誤觸發，為此，設計了雙閾甄別電路，采用低閾定時，高閾選通的方案，既可減少噪聲影響，又由于甄別閾的降低，還可減少由于幅度效應引起的時間游動甄別器需要有穩定的閾電壓。閾電壓的產生程控設置的DAC提供。為了減少噪聲和外部干擾的影響，得到穩定的閾電壓，對DAC提供的輸出電壓采取了衰減和有源濾波等有效措施。返回恒比定時甄別器（CFD）提出恒比定時的基本思路恒比定時甄別原理恒比定時甄別器實現返回提出恒比定時的基本思路前沿定時除了由幅度游動效應引起較大晃動之外，觸發比不恒定也是一個缺點。探測器的固有時間晃動往往與外電路收集到的電荷量與總電荷量比值有關，在某一比值時，固有時間晃動可達到最小。這一比值卻好就是觸發比P:P=VT/Vi如果能對每一個信號作到恒定的觸發比，就可以選擇合適的比值，使探測器的固有時間晃動最小。同時能克服幅度游動效應。返回恒比定時甄別原理用經延遲后的輸入信號與經過衰減倒相后信號相加之后產生一個雙極性信號，該信號從負極性變到正極性的過零時刻與信號幅度無關，在此時刻的信號值與總幅度之比為一恒值。過零甄別器起到在雙極性信號的過零時刻檢出信號的作用。

恒比定時甄別原理用ui(t)來近似描述輸入信號:

經過衰減倒相后信號（其中為衰減因子）：

經延遲后的信號

恒比定時甄別原理經過相加電路之后是一個雙極性信號：

從負極性變到正極性的過零時刻：由此可知(1)過零點與信號幅度無關(2)在tz時刻，對于任何幅度都一樣。因此tz是一個理想的時刻，既克服了游動效應，又在此時刻的信號值與總幅度之比為一恒值。在這一時刻檢出信號可以達到恒比定時的目的。圖中過零甄別器ZCD起到在時刻檢出信號的作用返回恒比定時甄別器實現門控型恒比定時甄別器雙予甄別門控型恒比定時甄別器雙極性信號成形方法返回門控型恒比定時甄別器返回雙予甄別門控型恒比定時甄別器

成形電路采用恒比成形時，常常取其延遲電路的延遲時間略大于tm，但對于小幅度輸入信號，特別是剛過閾值的信號，觸發時間已接近而超閾幅度很小，因此甄別器的渡越時間比較長，有可能使前沿甄別器輸出信號落在過零時刻之后，這樣一來就成為前沿定時了。因此，上述電路對小信號（即剛過觸發閾的信號）就起不到恒比定時作用了。為此，提出一種改進方案，即雙予甄別門控型恒比定時甄別器，它是在門控型恒比定時甄別器電路基礎上再加上一個固定閾值甄別器DT，其閾值比的閾值要大。在小信號時（即輸入信號幅度略大于VTP）不能觸發DT，因而最后不產生輸出。只有輸入信號幅度大于VTT才能觸發

DT，產生最后輸出，這時DP的輸出信號不會落在過零時刻之后，保證了恒比定時。但是這樣也會帶來一個問題，輸出信號前沿時刻在略超過情況下亦會落在之后，又將造成輸出信號對應的前沿定時時刻。為此在門Y1輸出處加上一延遲線作適當延遲，以保證輸出信號前沿在DT輸出信號之后。返回雙極性信號成形方法延遲線成形RC成形

輸入信號Vi直接連到比較器的同相輸入端，比較器的反相輸入端的信號Vc是Vi的低通濾波輸出，它在時間上比輸入信號滯后。比較器的同相、反相輸入端之間的電壓差為：

Vr(t)=Vi(t)-Vc(t)=R

i(t)=RCdVc(t)/dt

在電容器上電壓達到峰值之后，積分電阻上的電流方向改變，引起比較器輸出的翻轉。由于電阻電容組成的是一個線性網絡，Vr(t)的過零點與輸入信號的幅度無關，從而實現了恒比定時功能。返回幅度和上升時間補償定時（ARC）恒比定時僅僅解決了幅度游動效應，未曾解決上升時間游動效應。ARC定時可同時解決幅度和上升時間游動效應。它的電路結構完全與恒比定時相同。但延遲時間td應滿足：相加后輸出信號應為

解得

在ARC定時中

對于延遲信號的觸發比

對于衰減倒相信號的觸發比

在tm不是常數時，和也就不是常數，因而不是真正恒比。

返回§3 .符合電路

符合電路基本結構

符合曲線

快-慢符合符合電路實例

返回符合電路基本結構二個輸入信號分別經過定時成形電路之后，使其輸出信號前沿晃動很小，以寬度分別為Tw1和Tw2信號加入符合門電路，只有當二個信號發生重疊時符合門才有信號輸出，此信號再經過甄別成形之后輸出。

設二個輸入信號到達時間分別為t1和t2，只有滿足

符合門才有輸出，其分辨時間應為：

符合電路基本結構以上討論是在理想條件下得到的，即(1)輸到符合門的信號是理想矩形脈沖。(2)符合門和甄別成形電路的渡越時間為零。

返回符合曲線為了測定符合系統（包括探測器在內）的時間分辨能力，常利用同一瞬間產生兩個粒子的放射源、或用激發態壽命遠小于系統定時誤差的放射源來測定系統的瞬時符合曲線。在兩路信號通道中，用可變延遲線引入它們之間時間上相對延遲，測定符合系統的輸出信號計數率和相對延遲量的關系曲線，此曲線就是瞬間符合曲線。從瞬時符合曲線，可以求得符合系統的分辨時間和效率。電子學瞬時符合曲線物理瞬時符合曲線返回電子學瞬時符合曲線用一個信號源代替放射源和探測器作為二路符合的輸入，測得瞬時符合曲線僅反映電路本身的特性，稱為電子學瞬時符合曲線。調節相對延遲量，符合電路輸出信號送入到一個計數器去，測得計數率，可以求得相對計數率與延遲量的關系曲線，此曲線即為電子學瞬時符合曲線，也就是符合電路產生輸出的概率函數。電子學瞬時符合曲線在理想條件下為曲線1如果考慮到：(1)輸入信號有一定上升和下降時間，而符合門有一定門檻電平，因而對符合門輸入來說，有效寬度變小了。(2)二個信號重合時間減小到一定寬度時，由于符合門和其后繼甄別電路有一定渡越時間，當重合時間太窄時，不能響應，這相當于減小了有效寬度。(3)考慮到噪聲疊加在信號、符合門的門檻電平和后繼電路閾值偏置電路上，使有效寬度發生漲落。由于以上原因，瞬時符合曲線不僅寬度減小，而且形狀上偏離了矩形，為曲線2。這就是實際電子學瞬時符合曲線。符合分辨時間定義為瞬時符合曲線的半高全寬FWHM，從圖中曲線2可以求得電子學分辨時間返回物理瞬時符合曲線用瞬時符合放射源和探測器系統替代信號源作為符合電路信號輸入，測得的相對計數率與延遲量的關系曲線為物理瞬時符合曲線，此曲線包括了探測器和定時系統的時間晃動及偶然符合等因素。物理瞬時符合曲線真符合事件測得的物理瞬時符合曲線應為輸入到符合電路二信號時差的概率密度函數與電子學瞬時符合函數的卷積

E與值相近時真符合事件最大輸入計數率

偶然符合計數率

真符合事件計數率

為時差漲落的方差

E為電子學分辨時間

物理曲線形狀與電子學曲線相似

曲線高度下降，形狀變窄，平頂部分消失，這是由于真符合計數被丟失了物理瞬時符合曲線在實際測量中，除了真符合事例外，還有大量不屬于同一核事件互不相關的粒子進入二個探測器，它們有可能在分辨時間之內隨機地進入符合電路各輸入端而產生輸出，稱這種符合為偶然符合。顯而易見，偶然符合應與二個電路相對延遲時間無關。偶然符合計數為：隨著E增加，W(td)曲線高度平移地升高。這正是偶然符合所造成的。

WE(td)把看成寬度為E，高度為1的矩形函數

物理瞬時符合曲線由于時間漲落的影響，一對真符合信號到達符合電路的時差出現晃動，當E選得較小時真符合事件可能漏記，造成真符合計數損失。E越小，損失越多。E取得較大時符合曲線出現平頂，其符合事件可被全部記錄下來。時差的漲落對計數率的影響可以忽略。E增大，偶然符合計數也正比地增大，偶然符合與真符合計數之比隨之增大。從符合曲線中求得偶然符合計數雖然可以再從實際曲線中扣除偶然符合計數而得到真符合計數，但這樣會使統計誤差增大。分辨時間E的選擇要綜合加以考慮。從時間分辨和減小偶然符合角度來看，E取小些為好；從真符合計數損失來看，E不能取得太小。符合系統所能達到的最小分辨時間，根本上取決于探測器和定時系統的時間漲落大小。返回快-慢符合時間上相關的事件本身還存在一些特點，例如粒子的能量有一定范圍，也就是說信號的幅度落在一定范圍之內。在時間符合作為基本條件之下用幅度選擇作為輔助措施來減小偶然符合。事例的候選條件除了時間甄別之外，再加上幅度甄別。但是，經過幅度甄別之后的信號往往時間晃動都很大，因此在幅度甄別之后再進行符合，其分辨時間不能取得很小，否則會降低效率（真符合計數損失增加），但增大分辨時間又會使偶然符合增加。為了解決這個矛盾，常采用快慢符合技術。快-慢符合探測器信號經過時檢電路后進入快符合電路，因而時間晃動很小，可選取很小的分辨時間。同時，這一對探測器信號又分別經過單道分析器進行幅度選擇。只有在時間和幅度上都滿足給定條件時，三重慢符合電路才產生輸出。其中延遲線td是為了補償單道分析器產生的時延。返回符合電路實例四路輸入信號先經MC10E1651比較器甄別輸出，然后用MC10EL01D進行“與”或者“或”邏輯，再通過單穩態芯片MC10198調節輸出脈沖寬度，最后分別轉換成快NIM和TTL輸出。最小時間窗可達到2ns。返回§4.時間分析器

時間分析器的構成時間－數字變換

TDC

時間-幅度變換器（TAC）基于幅度-時間修正的時間間隔測量返回時間分析器的構成

常用的有兩類時間分析器二個信號加入到時間間隔編碼電路即TDC，TDC輸出的數碼正比于信號間的時間間隔，再將其送入數據獲取和處理系統；二個信號輸入到時間間隔幅度變換電路即TAC，TAC的輸出幅度正比于信號間的時間間隔，然后送到ADC，進行幅度-數字變換，再送入數據獲取與處理系統。時間分析器的構成時間分析器用來測量時間譜，即計數隨時間間隔分布曲線。它的作用與幅度分析中多道脈沖幅度分析器相當。關鍵部分是TDC和TAC返回時間－數字變換

TDC起始停止計數器型TDC基于時間內插技術（TimeInterpolating）的TDC基于時間郵戳（TimeStamp）技術的TDC基于時間放大技術的TDC返回起始停止計數器型TDC待測的起始（start）和停止（stop）二個信號分別輸入到觸發觸復器（FF）S和R二端，FF輸出信號T的寬度應為二個輸入信號的時間間隔,用來控制時鐘門And，時鐘振蕩器的時鐘脈沖加到時鐘門輸入端，因此通過時鐘門的脈沖個數m將正比于信號T的寬度，即正比于二個輸入信號的時間間隔tm=tstop-tstart

m=[(tstop-tstart)/T0]取整數T0為時鐘脈沖的周期。再將此系列脈沖輸入到計數器，進行串行-并行變換，經過譯碼后以二進制數碼并行輸出。計數器目前多采用Gray碼計數器。起始停止計數器型TDC直接計數器型TDC的優點是電路簡單，大尺度時間測量范圍，且全數字化，易于集成。時間精度（一個LSB代表的時間間隔量）受到時鐘頻率以及它的穩定性限制，因為高時鐘頻率（1GHz以上）在工藝和電路結構上要付出很高代價。這種TDC的時間精度在ns量級。采用自激時鐘振蕩器會造成2T0的誤差，采用它激時鐘振蕩器誤差可以減小到1T0，但是在一般情況下，振蕩器起振階段，頻率和幅度不穩定，也會帶來誤差。返回自然二進制碼可以直接由數/模轉換器轉換成模擬信號，但在某些情況，例如從十進制的3轉換為4時二進制碼的每一位都要變，能使數字電路產生很大的尖峰電流脈沖。而格雷碼則沒有這一缺點，它在相鄰位間轉換時，只有一位產生變化。它大大地減少了由一個狀態到下一個狀態時邏輯的混淆。格雷碼僅改變一位，這樣與其它編碼同時改變兩位或多位的情況相比更為可靠，即可減少出錯的可能性。

返回基于時間內插技術（TimeInterpolating）的TDC要滿足高時間精度和大尺度測量范圍的TDC目前采用所謂的“粗”計數（CoarseCounting）和“細”時間測量（FineMeasurement）相結合的方法。這種方法中，“粗”計數一般由高性能的直接計數器型TDC。使用的參考時鐘頻率一般在數百MHz，達到幾個ns的時間精度；而“細”時間測量的實現則依靠時間內插技術（TimeInterpolation），在一個時鐘周期內進行時間內插，達到亞納秒（100ps~10ps）的時間分辨。時間內插技術的基本思想是采用適當的方法將“粗”計數使用的參考時鐘的周期細分為M個等分，并利用其將被測時間間隔與“粗”計數器記錄的時間(nT0)之差記錄下來，等效于將時鐘信號的頻率提高了M倍。一個直接的方法就是利用若干個等分的時間延遲單元，如M個抽頭“延遲線”來實現時間內插。基于時間內插技術（TimeInterpolating）的TDC受Start和Stop控制的250MHz頻率的時鐘信號對n位計數器計數，產生4ns時間分辨的“粗”計數。同時在時鐘通道中插入一個8抽頭“延遲線”，各抽頭組成0.5ns的延遲單元，其輸出被送入各符合電路的相應輸入端，Stop信號則作為一個公共信號送入各符合電路的另一輸入端，與延遲線上傳輸的信號做符合，記錄下當Stop信號到來時，時鐘信號在“延遲線”上傳輸的位置，即延遲的時間量。該信息經譯碼電路給出時間數據的最低的3位數據，相當于將“粗”時間計數的時鐘周期細分了8個等分，實現了0.5ns的時間分辨。

幾種“延遲線”技術

門電路組成的延遲電路鎖相環（PhaseLockedLoop，簡稱為：PLL）技術延遲鎖定環（DelayLockedLoop，簡稱為：DLL）技術無源RC延遲線返回門電路組成的延遲電路通常是由兩個CMOS反向器門電路構成一個延遲單元。時間分辨則由一個延遲單元的延遲時間所決定。這種方法電路簡單，占用較少的資源，易于與其它電路部分集成為單片的TDC集成芯片。缺點是門電路的延遲時間容易受到供電電壓波動和溫度變化的影響而產生變化，需要經常進行刻度。返回鎖相環技術在時間內插電路應用中，門電路延遲線是作為VCO（VoltageControlledOscillator）的一部分放在環中，構成一個環形振蕩器，振蕩周期由門電路的延遲時間所決定。當供電電壓變化或者是溫度變化時，利用負反饋機制，改變各門電路單元的供電電流，調整和穩定各門電路單元的延遲時間，穩定VCO的輸出頻率。因此消除了由于供電電壓變化和溫度變化帶來的延遲時間變化。另外，這種電路還具有易于集成，功耗小的優點。

返回延遲鎖定環技術

DLL技術與PLL技術很類似，也是將門電路延遲線放在反饋環中，通過相位檢測，調整各門電路單元的供電電壓，調整和穩定各門電路單元的延遲時間。在DLL電路中，輸入參考時鐘直接與其通過門電路延遲線后的信號進行相位檢測。門電路延遲線并不形成閉環結構，所以不存在VCO電路，而是形成一個所謂的VCDL（VoltageControlledDelayLine）電路。返回無源RC延遲線DLL電路的每個延遲單元輸出都同時送入各Hit寄存器的相應D輸入端，當一個物理事例信號產生時，Hit信號經一個RC延遲線，產生M個不同相位延遲的信號將當前DLL的時鐘沿狀態記錄下來。設RC延遲線的單元延遲時間等于tN/M，則所得到時間精度為：Tbin=TRef/N.M，其中，N為DLL的延遲單元個數，M為RC延遲線的延遲單元個數。返回基于時間郵戳（TimeStamp）技術的TDC傳統的TDC測量時間間隔采用所謂的“Start-Stop”技術，即用Start信號啟動TDC計數，用Stop信號停止計數。把Start和Stop都作為一個擊中（HIT），時間郵戳（TimeStamp，或稱為時間標記）技術是通過記錄每個HIT發生的時刻，再由數據處理電路（如DSP）計算得到HIT之間的時間間隔，這已成為比較通用的方法。HIT發生的時刻的記錄是采用“粗”計數和“細”時間測量相結合方法，“細”時間測量采用“延遲線”時間內插和符合方法。基于時間郵戳（TimeStamp）技術的TDC歐洲粒子物理實驗室推出的通用性極強的高集成度TDC芯片HPTDC基于時間郵戳技術的TDC，時間精度為~25ps。ACAM公司的GPX和GP2是基于時間郵戳技術的TDC商業產品。時間精度也在幾十ps。返回基于時間放大技術的TDCWilkinson型TDC游標尺（Vernier）計時器返回Wilkinson型TDCWilkinson型TDC是上世紀50年代提出的，其基本思想是基于所謂的時間放大（TimeStretch）原理，人們也常稱其為雙斜率型TDC。這種TDC是電路中采用兩個不同的恒流源I1和I2。采用大電流I1對電容快速充電，充電時間T1正比于輸入信號Start和Stop的時間差。而在數字化時，采用小電流I2放電，同時用一個高速計數器在充電時間T1和放電時間T2內進行時鐘計數。很顯然，計數器中的計數N正比于輸入的Start和Stop信號的時間差。而時間放大因子K則由兩個恒流源電流的比值K=T2/T1=I1/I2確定。這種TDC有較大的變換（死）時間，約等于（K+1）T1，不適合高計數率應用。

返回游標尺（Vernier）計時器二個信號分別加入到起始端和停止端，觸發T1和T2兩個振蕩器后加入符合門，用符合輸出作為二個關閉振蕩器的關門信號用振蕩器T1輸出的信號作為地址寄存器（計數器）的輸入，作串行-并行變換后輸出數碼。游標尺（Vernier）計時器兩個門控振蕩器產生頻率略微不同的兩個時鐘信號，其頻率分別為f1=1/T1和f2=1/T2，T1>T2，T=T1-T2=T1/K，CP1為T1輸出，它的第一個脈沖出現的時刻為TA1，第i個脈沖出現的時刻為TAi;CP2為T2輸出，它的第一個脈沖出現的時刻為TB1，第i個脈沖出現的時刻為TBi；Tx=TB-TA為待測時間間隔，有：為時間脈沖寬度，取

T，當TBm-TAm<時，符合門就有輸出，而關閉二個振蕩器。輸入到地址寄存器的脈沖個數為m，這種TDC的時間道寬為T，將二個振蕩器的頻率差做得很小，就可以獲得很小的時間道寬。

游標尺（Vernier）計時器二個輸入信號之間時間間隔為Tx=TB-TA，而時鐘振蕩器起振與停止的時間間隔為Ty=Tam-T1＝(m-1)T1，是進行一次變換所需要時間，游標尺計時器等效于一對時間信號將其時間間隔放大了K倍之后再去控制一個時鐘門。返回時間幅度變換器（TAC）TAC基本原理TAC實例返回TAC基本原理時間-幅度變換是把兩個信號之間的時間間隔長短轉換成一個幅度與其間隔成正比的輸出信號最方便的辦法是在此間隔內對電容器進行恒流充電,靜態時S1和S2閉合，C上電壓為零，起始信號將S1斷開，恒流源對C充電，C上電壓線性上升，停止信號將S2斷開，C上的電壓正比于兩個信號之間的時間間隔。電容器上保持住的電壓為Vc=I·tx/C，tx為二個輸入信號的時間間隔。返回TAC實例初始狀態，S1、S2和S4斷開，S3導通；Start信號輸入，S1andS4導通，S3斷開，恒流源I1對C1充電，在A1的輸出產生線性上升電壓；當達到閾值Vref時，COM1將對FF2置位，S2導通，兩倍于I1電流的恒流源I2流過開關，流過C1為方向相反I1，C1恒流放電，使A1的輸出電壓線性下降；直到A1的輸出為零，COM2復位，S2斷開，C1再次被I1充電；重復上面過程，從而A1的輸出幅度為零到Vref之間變化的三角波形。Stop信號到達，S1andS4斷開，S3導通，恢復到初態。S4、C2和A2構成一個峰保持電路，在stop信號到達時刻的幅度Vt保持，進行AD變換。CTR1和CTR2兩個計數器分別記錄FF2的Q和/Q計數。時序圖三角波周期為Vt值為NA/D為VT經過AD變換的數碼；Nsum為CTR1和CTR2的計數N1和N2之和；時間間隔T（Start與Stop之間）為時間分辨為其中K為ADC的位數。這種TDC的分辨可以達到幾十psTAC實例電路實現A1和A2放大器采用高速運放AD825；觸發觸復電路FF和計數器采用MAX9698S210DE用作模擬開關MAX6250用作建立電流源和Vref返回基于幅度-時間修正的時間間隔測量在當代大型物理實驗中，由于通道數很多，恒比定時的電路相對比較復雜，造價高，用于時間測量，通常采用簡單的前沿定時方法，并且利用同一信號的幅度（電荷）測量對幅度-時間游動帶來的定時誤差進行修正（一般是離線修正），這已成為一種基本的方法。

基于幅度-時間修正的時間間隔測量的原理圖前端電路的具體實現返回§5.脈沖形狀甄別（PSD）

脈沖形狀甄別經常用來鑒別粒子的類型。不同類型的粒子在某些探測器中產生的電流脈沖形狀有明顯差別，藉此可用來甄別粒子的種類。粒子類型的鑒別可以將各種粒子混在一起的能譜分別予以記錄，避免相互疊迭。也可用來剔除某一類粒子的本底。從電路原理角度來區分，脈沖形狀甄別有電荷比較法與時間比較法二種時間比較法波形甄別的原理探測器輸出的電流脈沖被積分后形成電壓脈沖，它的上升時間僅決定于電流脈沖的形狀與寬度；將它成形為雙極性，使過零點時間與幅度無關，僅決定于信號的上升時間，也就是決定于探測器的電流脈沖的形狀與寬度。利用這一個特點就可用來作波形甄別，用于粒子類型的鑒別。波形甄別電路前沿時檢電路的閾值調節很低，它的輸出信號vl在輸入信號起始時刻t0出現；過零時檢電路的輸出信號vz在信號過零時刻tz產生，而tz與探測器輸出的電流脈沖形狀和寬度有關。調節延遲時間td(tz-t0)使輸入到符合電路的信號重疊符合電路產生輸出（圖b中vi1的情況）。若(tz-t0)不等于td的情況，符合電路不產生輸出。這類輸入信號就被剔除了（圖中vi2情況）。波形甄別電路改進用TAC來替代符合電路，使不同波形的輸入信號產生不同幅度的信號輸出，再用幅度選擇器作幅度選擇，用此方法作波形甄別更為方便。二個時檢電路可用二個不同比值的恒比定時電路替代，同樣可以得到波形甄別的結果。返回演講完畢，謝謝觀看！86歐債危機3解救方案1歐債危機簡介4近年動態聚焦2危機原因深究5歐債危機與中國歐債危機的全面觀歐債危機87相關概念主權債務：指一國以自己的主權為擔保向外，不管是向國際貨幣基金組織還是向世界銀行，還是向其他國家借來的債務主權債務違約:現在很多國家，隨著救市規模不斷的擴大，債務的比重也在大幅度的增加主權信用評價:體現一國主權債務違約的可能性，評級機構依照一定的程序和方法對主權機構（通常是主權國家）的政治、經濟和信用等級進行評定，并用一定的符號來表示評級結果。1歐債危機簡介88歐債危機，全稱歐洲主權債務危機，是指自2009年以來在歐洲部分國家爆發的主權債務危機。歐債危機是美國次貸危機的延續和深化，其本質原因是政府的債務負擔超過了自身的承受范圍。歐債危機簡介89開端三大評級機構的卷入發展比利時，西班牙陷入危機蔓延龍頭國受到影響升級7500億穩定機制達成歐債危機簡介發展過程901歐債危機簡介歐豬五國PIIGS（PIIGS—歐債風險最大的五個國家英文名稱第一個字母的組合）希臘——債務狀況江河日下

葡萄牙——債務將超經濟產出西班牙——危險的邊緣意大利——債務狀況嚴重愛爾蘭——債務恐繼續增加91目前，希臘屬歐盟經濟欠發達國家之一，經濟基礎較薄弱，工業制造業較落后。海運業發達，與旅游、僑匯并列為希外匯收入三大支柱。農業較發達，工業主要以食品加工和輕工業為主。希臘已陷入經濟衰退5年，債務危機持續2年多，已經給希臘經濟、政治和社會帶來了極大的破壞。嚴重經濟衰退帶來的直接后果是，失業率高企，民眾生活每況愈下。與此同時，政府收入銳減，償債目標一再被推遲。2011年11月，希臘失業率高達21%，超過100萬人待業。。目前，希臘社會階層情緒對立嚴重，普通民眾認為，正是當權者無所作為，才將這個國家引向了目前這種災難性局面。而政府官員普遍存在的貪污腐敗和無所作為，更是加重了民眾的不滿。希臘債務危機92葡萄牙是發達國家里經濟較落后的國家之一，工業基礎較薄弱。紡織、制鞋、旅游、釀酒等是國民經濟的支柱產業。軟木產量占世界總產量的一半以上，出口位居世界第一。經濟從2002年起有所下滑，2003年經濟負增長1.3%。2004年國內生產總值為1411.15億歐元，經濟增長1.2%。2005年國內生產總值為1472.49億歐元，人均國內生產總值為13800歐元，經濟增長率為0.3%。葡萄牙債務危機932010年1月11日，穆迪警告葡萄牙若不采取有效措施控制赤字將調降該國債信評級。

2010年4月，葡萄牙已經呈現陷入主權債務危機的苗頭。葡萄牙當時的公共債務為GDP的77%，與法國處于相同水平；但是，企業以及家庭、人均的債務均超過了希臘和意大利，高達GDP的236%，葡萄牙債券已被投資者列為世界上第八大高風險債券。2011年3月15日，穆迪把對葡萄牙的評級從A1下調至A3。穆迪稱，葡萄牙將面對很高的融資成本，是否能夠承受尚難預料，該國財政緊縮目標能否如期實現也存在變數。再考慮到全球經濟形勢仍不明朗、歐洲中央銀行可能提高利率以及高油價帶來更高經濟運行成本，該機構決定下調該國主權信用評級。94惠譽2010年12月把葡萄牙主權信用評級從“AA－”調低至“A＋”2011年3月25日，標普宣布將葡萄牙長期主權信貸評級從“A-”降至“BBB”，3月29日，標普宣布將葡萄牙主權信用評級下調1級至BBB-2011年4月1日，惠譽下調葡萄牙評級，將其評級下調至最低投資級評等BBB-。稱債臺高筑的葡萄牙需要救援。2011年4月，葡萄牙10年期國債的預期收益率已經升至9.127%，創下該國加入歐元區以來的新高。與此同時葡萄牙將至少有約90億歐元的債務到期，葡萄牙政府實在支撐不住了，既沒錢、沒法償還到期的債務，又沒有有效的融資途徑，不得不提出經濟救援申請。95房地產泡沫是愛爾蘭債務危機的始作俑者。2008年金融危機爆發后，愛爾蘭房地產泡沫破滅，整個國家五分之一的GDP遁于無形。隨之而來的便是政府稅源枯竭，但多年積累的公共開支卻居高不下，財政危機顯現。更加令人擔憂的是，該國銀行業信貸高度集中在房地產及公共部門，任何一家銀行的困境都可能引發連鎖反應。愛爾蘭5大銀行都瀕臨破產。為了維護金融穩定，愛爾蘭政府不得不耗費巨資救助本國銀行，把銀行的問題“一肩挑”，從而導致財政不堪重負。財政危機和銀行危機，成為愛爾蘭的兩大擔憂。史上罕見，公共債務將占到GDP的100%。消息一公布，愛爾蘭國債利率隨即飆升。愛爾蘭十年期國債利率已直抵9%，是德國同期國債利率的三倍。由此掀開了債務危機的序幕。房地產業綁架了銀行，銀行又綁架了政府，這就是愛爾蘭陷入主權債務危機背后的簡單邏輯。

愛爾蘭債務危機962011年9月19日，標普宣布，將意大利長期主權債務評級下調一級，從A+降至A，前景展望為負面。在希臘債務危機愈演愈烈之際，意大利評級下調對歐洲來說無疑是雪上加霜。2010年意政府債務總額已達1.9萬億歐元，占GDP比例高達119%，在歐元區內僅次于希臘。由于意大利債務總額超過了希臘、西班牙、葡萄牙和愛爾蘭四國之和，因此被視為是“大到救不了”的國家。意大利債務危機97

意大利和其他出現債務危機的歐洲國家所面臨的，并不是簡單收支失衡問題，而是根本性的經濟擴張動能不足問題。這些南歐國家在享受高福利的同時，卻逐漸失去全球經濟競爭力。其不同程度存在的用工制度僵化、創新能力低、企業活力不足、偷稅以及政治內耗劇烈等，是解決債務危機的重要障礙。然而，目前意政府乃至整個歐元區在應對債務危機上，還僅僅以緊縮開支、修復政府短期資產負債表為主攻方向，在體制性改革問題上卻重視不夠。倘若這些陷入危機的南歐國家不進行一番傷筋動骨的體制性改革，債務危機將無法獲得根本性解決。982011年10月7日，惠譽宣布將西班牙的長期主權信用評級由“AA+”下調至“AA-”，評級展望為負面。2011年10月18日，繼惠譽和標普之后，穆迪也宣布將西班牙的主權債務評級下調兩檔至A1，前景展望為負面經濟疲軟、財政“脫軌”，加上超高的失業率和低迷的房地產市場讓西班牙已不堪重負。該國經濟增長乏力、財政債臺高筑和房地產市場萎靡不振，以及這些問題之間不斷加深的負面反饋效應。西班牙債務危機991.影響歐元幣值的穩定2.拖累歐元區經濟發展3.延長歐元區寬松貨幣的時間4.歐元地位和歐元區穩定將經受考驗5.威脅全球經濟金融穩定1歐債危機簡介主要影響100crisis2整體經濟實力不均1協調機制與預防機制的不健全3歐元體制天生弊端4.歐式社會福利拖累6歐洲一體化進程5民主政治的異化:2歐債危機形成原因1011.歐元區內部機制：協調機制運作不暢，預防機制不健全,致使救助希臘的計劃遲遲不能出臺，導致危機持續惡化。

2.整體經濟實力薄弱：遭受危機的國家大多財政狀況欠佳，政府收支不平衡在歐元區內部存在嚴重的結構失衡問題，地域經濟水平的差異和經濟結構差異導致債務危機國家的競爭力削弱；

3.歐元體制天生弊端：作為歐洲經濟一體化組織，歐洲央行主導各國貨幣政策大權，歐元具有天生的弊端，經濟動蕩時期，無法通過貨幣貶值等政策工具，因而只能通過舉債和擴大赤字來刺激經濟,《穩定與增長公約》沒有設立退出機制；2債務危機形成原因主要原因1024.歐式社會福利拖累：高福利制度異化與人口老齡化，希臘等國高福利政策沒有建立在可持續的財政政策之上(凱恩斯主義財政政策的長期濫用)，歷屆政府為討好選民，盲目為選民增加福利，導致赤字擴大、公共債務激增，償債能力遭到質疑。

5.民主政治的異化:6.歐盟內部：德國堅定地致力于構建“一體化”歐洲的戰略，法國有相同的意向，但同時也希望通過“歐洲一體化”來遏制德國。德法有足夠的經濟實力和雄厚的財力在歐債危機之初，甚至現在在很短時間內疚可遏制危機蔓延并予以解決。之所以久拖不決，其根本目的在于借歐債危機之“機”，整頓財政紀律（特別市預算權），迫使成員國部分讓出國家財政主權，以建立統一的歐洲財政聯盟，在救助基金及歐洲央行的配合下，行使歐元區“財政部”的職能，以便加速推進歐洲一體化進程2債務危機形成原因主要原因1031評級機構2財務造假3積稅與就業4EU引起威脅2債務危機形成原因關于評級機構及其他104二、1.評級機構:美國三大評級機構則落井下石，連連下調希臘等債務國的信用評級。(2009年10月20日，希臘政府宣布當年財政赤字占國內生產總值的比例將超過12%，遠高于歐盟設定的3%上限。隨后，全球三大評級公司相繼下調希臘主權信用評級，歐洲主權債務危機率先在希臘爆發。)至此，國際社會開始擔心，債務危機可能蔓延全歐，由此侵蝕脆弱復蘇中的世界經濟。2財務造假埋下隱患：希臘因無法達到《馬斯特里赫特條約》所規定的標準，即預算赤字占GDP3%、政府負債占GDP60%以內的標準，于是聘請高盛集團進行財務造假，以順利進入歐元區。3.稅基與就業不樂觀：經濟全球化深度推進帶來稅基萎縮與高失業4．歐盟的威脅：馬歇爾計劃催生出的歐共體，以及在此基礎上形成的歐盟，超出了美國最初的戰略設定，一個強大的足以挑戰美元霸主地位的歐元有悖于美國的戰略目標。

2債務危機形成原因關于評級機構及其他1051歐盟峰會成果（2011.10）2歐盟峰會成果（2011.12）3宋鴻兵3解救方案106一、銀行體系注資問題

3解救方案之10月峰會歐盟被迫采取一系列措施提供流動性，借以穩定銀行體系：歐洲央行聯合美聯儲、英國央行、日本央行和瑞士央行在3個月內向歐洲銀行提供無限量貸款；歐洲央行重啟抵押資產債券的收購；歐洲央行重新發放12個月期銀行貸款。在此次峰會上，歐盟領導人達成一致，要求歐洲90家主要商業銀行在2012年6月底前必須將資本金充足率提高到9%。銀行國別資本補充額度（單位：億歐元）希臘300西班牙262意大利147葡萄牙78法國88德國52總計約10601073解救方案之10月峰會二、EFSF擴容問題實現“EFSF的杠桿化操作”，即以目前現有資金向高比例債券提供擔保，主要分為兩種方式：方式一：按20-25%的比例，用EFSF剩余資金額度為新發債券提供“信用增級”，投資者購買債券時可以購買“風險保險”，從而使債券獲得EFSF的擔保，當債券出現違約損失時，債權人可以從EFSF獲得至少20%的面值補償；方式二：依托EFSF成立“特別用途工具”（也有稱“特別用途投資工具”，縮寫為SPV/SPIV），吸納歐盟以外民間或主權基金以充實EFSF可用資金額度。1083解救方案之10月峰會三、希臘主權債務減記問題歐盟和IMF：1090億歐元援助貸款銀行等私人投資者：自愿減記21%私人債僅減記幅度第二輪救助計劃所需資金21%252050%114060%1090私人債僅減記幅度與第二輪救助希臘計劃所需資金對比1093解救方案之12月峰會一、達成“新財政協議”財政協議的主要內容包括：1.政府預算應實現平衡或盈余，年度結構性赤字不得超過名義GDP的0.5%；2.成員國超過歐盟委員會設定的3%的赤字上限，將受到歐盟制裁，除非多數歐元區成員國反對；3.債務占比超過60%的國家，其債務削減數量指標的細則必須依據新的規定；歐盟將加強對成員的財政監督和評估，有權要求涉嫌違反《穩定與增長公約》的成員國重新修改預算；4建立并落實各成員國政府債券發行計劃事先報告制度5.加強財政一體化；加強協調與管理，強化歐元區。1103解救方案之十二月峰會二、強化EFSF和ESM強化EFSF：迅速實施EFSF的杠桿化擴容方案；歡迎歐洲央行作為EFSF介入市場操作的代理機構；EFSF將繼續發揮作用，為已啟動的項目提供融資。調整ESM：ESM提前至2012年7月啟動；歐盟委員會和歐洲央行為維護金融和經濟穩定，可對金融援助做出緊急決定，達到85%多數同意即可；實繳資本和ESM已發放貸款的比率維持在15%以上。（同時運行，強化救助能力）

1113解救方案之12月峰會三、向IMF注資，提高救助資金的融資規模“雙邊貸款”：共注資2000億歐元歐元區國家央行：1500億歐元非歐元區國家：500億歐元1123解救方案之宋鴻兵建議化解危機的辦法：一、財政同盟（效仿美國統一的財政部所具備的轉移支付的功能）二、歐洲央行（ECB）入市，收購流動性差的資產三、發行歐盟債券四、銀行同盟，使銀行資本能夠跨境自由流動1132014--06情況好轉，恢復態勢良好各項經濟指標觸底回升財政監管、金融監管機制2014--07歐債危機重演趨勢增加歐洲股市全線大跌的元兇“歐洲銀行業”歐版QE計劃遲遲未公布（量化寬松，簡稱QE，是一種貨幣政策，主要指各國央行通過公開市場購買政府債券、銀行金融資產等做法。）4歐債危機新動態（2014-06至今）1142014--09急性后逐漸平息轉入“慢性期”金融市場危機將漸漸“轉移”成實