基于Δ-Σ系列AD轉(zhuǎn)換器的心電圖前端模擬電路設(shè)計(jì)摘要這篇文章主要討論了心電信號的特點(diǎn)和幾種不同的心電信號前端獲得方法。同時(shí)，也討論了在整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)不同的方案和效果的折中。這篇報(bào)告同時(shí)涵蓋了基于ADS1258和ADS1278的前端框架的電源實(shí)現(xiàn)以及各自的噪聲測量結(jié)果。目錄TOC\o"3-3"\f\h\zTOC\o"1-1"\h\z\u1簡介 12心電圖信號特點(diǎn)以及系統(tǒng)設(shè)計(jì)提示 23系統(tǒng)方法 44基于低分辨率的心電圖模擬前端 55用24位的Δ-ΣADC實(shí)現(xiàn)廉價(jià)心電圖模擬前端 76基于ADS1258的順序抽樣測量 97基于ADS1278同步采樣測量 118參考文獻(xiàn) 13圖表目錄TOC\o"3-3"\u圖1心電圖信號特點(diǎn) 2圖2基于ADC分辨率的系統(tǒng)方法 4圖3典型的基于SAR的ECG信號鏈（順序采樣） 6圖4Δ-Σ為基礎(chǔ)的，低成本的心電圖信號鏈（順序采樣） 8圖5Δ-Σ為基礎(chǔ)的低成本的心電圖信號鏈（同步采樣） 9圖6使用ADS1258測試安裝圖 10圖7測量時(shí)域數(shù)據(jù) 11圖8使用ADS1278的測試安裝圖 12圖9模擬2mV心臟測試輸入下的ADS1278特性 131簡介心電圖(ECG)系統(tǒng)的前端模擬(AFE)器件通常使用各種由不同的半導(dǎo)體廠商或者用戶定制的專用集成電路(ASICs)制作的標(biāo)準(zhǔn)分立元件設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的。在器件全面生產(chǎn)時(shí)專用集成電路的設(shè)計(jì)動輒上百萬美元，因此這對于那些中小型廠商來說或許并不現(xiàn)實(shí)。傳統(tǒng)的心電圖前端模擬電路使用的主要元件包括:儀用放大器，用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)的有源濾波器以及AD轉(zhuǎn)化器件等。近年來的科技進(jìn)步已經(jīng)使AD器件在速度、分辨率和供電方面有了提升，這在以往幾乎是不可能實(shí)現(xiàn)的。同時(shí)，對于低成本、低功耗的心電圖機(jī)的需求呈現(xiàn)遞增趨勢，這就要求工程師或者設(shè)計(jì)者使系統(tǒng)更加的廉價(jià)。本文分別討論了如何使用TI公司最近生產(chǎn)的高性能Δ-∑AD器件作為心電圖系統(tǒng)前端模擬電路，以及如何從系統(tǒng)設(shè)計(jì)的角度節(jié)省成本。2心電圖信號特點(diǎn)以及系統(tǒng)設(shè)計(jì)提示無論任何系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，第一步都是要全面的理解系統(tǒng)需要處理的信號。自然，這一步對于心電圖系統(tǒng)前端模擬電路的實(shí)現(xiàn)也是必不可少的。圖1顯示了一種被廣泛接受的心電圖信號的細(xì)節(jié)，并且把它當(dāng)做是出現(xiàn)在心電圖測量系統(tǒng)的輸入級信號。它包括了三個(gè)部分:實(shí)際的(差分)心電圖信號，差分的電極失調(diào)信號和其他共模信號。圖1心電圖信號特點(diǎn)實(shí)際上，出現(xiàn)在任何導(dǎo)聯(lián)電極間的差分心電圖信號的幅度都限定在±5mV大小，頻率在0.05~150HZ之間。這個(gè)實(shí)際的心電圖信號的大小和需要的心電圖信號的分辨率大小共同決定了心電圖前端模擬電路的動態(tài)需求范圍。這個(gè)信號的頻率內(nèi)容決定了前端模擬電路的帶寬需求。皮膚電極接口增加了大約300mv的直流失調(diào)電壓。這個(gè)直流的電壓一定要處理掉以防止信號處理環(huán)節(jié)的電壓飽和。有別于在系統(tǒng)中使用的不同AD芯片，有兩種方法可以處理這個(gè)失調(diào)電壓:消除或者是保留。這篇文檔會分別討論分析兩種方法的利弊。除了上述兩種信號，人體吸收大量的干擾信號如來自電源線的信號，熒光燈的信號等等。這些干擾信號以正常模式信號或者以共模信號形式表現(xiàn)出來。正常模式信號可以通過軟件實(shí)現(xiàn)50HZ~60HZ的陷波濾波器消除。另一方面，共模信號通常可以通過以下三個(gè)方法之一來消除:盡可能增加前端模擬電子器件的地對大地的隔離;盡可能增大信號處理電路的共模信號抑制能力(至少要100dB);用一個(gè)不同相的共模信號來驅(qū)動病人的身體(又叫右腳驅(qū)動)。心電圖前端的主要規(guī)格之一是輸入?yún)⒖荚肼暋τ趲挒槌^150HZ的系統(tǒng)來說，它通常被指定為小于30uVRMS.信號的頻率內(nèi)容決定系統(tǒng)濾波器所需的3dB截止頻率。除了這些問題，從心電圖電極的信號通常有運(yùn)動偽影和起搏器脈沖。這些額外的干擾源，必須使用適當(dāng)?shù)倪^濾消除，要么在模擬電路區(qū)域(AD之前)，要么在數(shù)字區(qū)域(AD之后)。通常情況下，心電圖機(jī)含有一種以檢測心臟起搏器的存在的手段。起搏器檢測可以通過使用專用的硬件或軟件實(shí)現(xiàn)。軟件方法需要在前端有更高的帶寬并且ADC有一個(gè)更高的采樣率。然而，使用軟件的步進(jìn)脈沖檢測的優(yōu)勢之一是起隨著搏器設(shè)備的發(fā)展，檢測閾值可以通過軟件動態(tài)改變，而不必修改系統(tǒng)的硬件。3系統(tǒng)方法3.1低分辨率AD器件(≤16-bit)對比分辨率AD器件(24-bit)基于信號處理鏈中使用的ADC的分辨率，有兩種不同的方法處理心電信號。一種方法是像下圖所示的使用低噪聲放大器，并獲得顯著的輸入信號(大約500)，然后用一個(gè)低分辨率的AD(將近16位)。在這種情況下，必須小心被放大器放大的噪聲不主宰了整個(gè)系統(tǒng)的噪聲。另一種方法是如圖所示，使用低增益(大約5)高分辨率(大約24bit)的ADC。在這兩種方法中，在ADC輸出端的無噪聲動態(tài)范圍的保持不變。圖2基于ADC分辨率的系統(tǒng)方法另一種考慮這個(gè)結(jié)果的方法是，在這兩種情況下，折合到輸入端的系統(tǒng)噪聲是相同的。因此，記錄的信號質(zhì)量不會受到影響。然而，決定如何使用這些方法會顯著影響系統(tǒng)的各個(gè)組成部分的規(guī)格和整個(gè)系統(tǒng)的總體價(jià)格，這將在下一節(jié)討論。高分辨率ADC的方法大大降低了所需的硬件，這意味著以較低的成本和低功耗要求。3.2順序采樣與同步采樣基于提供所需的分辨率ADC的速度，可以設(shè)想兩種不同的解決方案的。一種方法是為每個(gè)通道使用專用的ADC，從而同時(shí)采樣所有導(dǎo)聯(lián)線。另一種方法是多路傳輸導(dǎo)聯(lián)信號，這樣就可以用一個(gè)ADC順序的數(shù)字化所有的導(dǎo)聯(lián)信號。順序序抽樣，就像聽起來的那樣，會減少前端硬件的數(shù)量。不過，有一件事相當(dāng)明顯，那就是ADC的速度在順序抽樣架構(gòu)應(yīng)該明顯比同步采樣方法中的高。反過來，更高速度的ADC，往往消耗更多的功率。因此，對順序抽樣方案進(jìn)行功耗優(yōu)化是沒有必要的。ADC的前端復(fù)用器的穩(wěn)定時(shí)間在確定這種方法的ADC所需的速度上，也扮演著重要的角色。然而，我們必須意識到，當(dāng)使用順序抽樣方法時(shí)，隨著時(shí)間的增加，從不同管腳得到的結(jié)果會有偏差。然后用軟件算法在波形重建設(shè)取得數(shù)據(jù)中插值采樣所需數(shù)據(jù)。總結(jié)一下，如果有一個(gè)非常高的分辨率（約24位）和高速（約100ksps）的ADC，心電圖系統(tǒng)的模擬前端硬件可以最小化。幸運(yùn)的是，采用德州儀器最新的高速，高分辨率Δ-ΣADC產(chǎn)品，這樣的解決方案是可行的。下一節(jié)說明使用的24位Δ-ΣADC在硬件上的差異和節(jié)約。4基于低分辨率的心電圖模擬前端圖3顯示了一個(gè)典型的使用一個(gè)16位AD的順序抽樣心電圖的AFE。圖3典型的基于SAR的ECG信號鏈（順序采樣）第一個(gè)模塊用于病人保護(hù)和除顫脈沖鉗位，其中可能包括高值電阻器或任何其他類型的隔離電路。導(dǎo)聯(lián)選擇電路決定了需要測量的各電極組合，它們是基于埃因霍溫三角形和威爾遜中心終端的(參考資料1)。心電圖電極是高阻抗信號源，因此，他們被送入儀表放大器——它有一個(gè)非常高CMRR（大于100分貝），高輸入阻抗（大于10兆歐）。心電信號送到ADC之前，它必須被放大，這樣，整個(gè)ADC的動態(tài)范圍都會被使用，如圖2a所示。一個(gè)典型的ADC滿量程電壓約為2.5V，這意味著500倍（假設(shè)5mV輸入信號）的增益。總增益由一個(gè)儀表放大器（INA）和一個(gè)額外的增益放大器之間組合實(shí)現(xiàn)。INA增益用這樣一種方式設(shè)定——那就是電極直流偏執(zhí)不會使INA飽和。這個(gè)增益的實(shí)際值依賴于INA的工作電壓。在5V作為模擬電源電壓的最新形勢下，INA最大增益可以在5到10的范圍。也就是說，在任何進(jìn)一步的增益推出之前，直流分量必須拆除。因此，會增加一個(gè)轉(zhuǎn)折角頻率為0.05赫茲的高通濾波器（HPF）。一旦直流元件被刪除，信號再次由另一放大器放大。應(yīng)當(dāng)指出，必須選擇在同等增益級別的放大器中噪聲非常低的那種，使他們不在系統(tǒng)噪聲中占主導(dǎo)地位。此外，這些放大器必須是低功耗（電池供電系統(tǒng)）。這種結(jié)合低功耗和低噪音的要求，增加了系統(tǒng)所需的精密放大器的成本。這種增益級別的放大器都有一個(gè)抗鋸齒過濾器。奈奎斯特率ADC，如逐次逼近寄存器（SAR）的必須有一個(gè)非常尖銳的抗鋸齒過濾器，以避免混疊帶噪聲。通常，會使用一個(gè)四階或更高的有源低通濾波器（LPF）。LPF模塊后面緊跟著一個(gè)送入到ADC復(fù)用模塊（MUX）。可以看出，在這種類型的系統(tǒng)，在信號數(shù)字化之前，有相當(dāng)數(shù)量的模擬信號處理過程，包括放大和濾波。此外，在模擬域進(jìn)行信號處理，限制了靈活性。通常情況下，增益，帶寬，直流跟蹤（也就是說，基準(zhǔn)徘徊）需要進(jìn)行優(yōu)化，以更好地服務(wù)在數(shù)字域。由于數(shù)字信號處理是相對較低的成本，并且提供了的極大的靈活性，因此這是有利于移動信號處理到數(shù)字域在下一節(jié)中描述的系統(tǒng)遵循這種做法。5用24位的Δ-ΣADC實(shí)現(xiàn)廉價(jià)心電圖模擬前端圖4顯示了實(shí)施Δ-Σ轉(zhuǎn)換的心電圖前端，這與上一節(jié)大致相同。Δ-Σ轉(zhuǎn)換器以分辨率非常高的性能（大于20位），使用過采樣和噪聲整形的原則（見參考文獻(xiàn)2）而出名。傳統(tǒng)的Δ-ΣADC的速度被限制在幾個(gè)千赫的采樣率。最近的技術(shù)進(jìn)步產(chǎn)生的Δ-Σ型ADC，具有優(yōu)良的AC和DC性能，高達(dá)數(shù)百千赫的采樣率（見參考文獻(xiàn)3）。圖4Δ-Σ為基礎(chǔ)的，低成本的心電圖信號鏈（順序采樣）圖4顯示了這樣一個(gè)用于心電圖前端Δ-ΣADC（ADS1258）。ADS1258是業(yè)界領(lǐng)先的，來自德州儀器公司的24位轉(zhuǎn)換器，它提供了一個(gè)卓越的低延遲，高速，良好噪聲性能組合。ADS1258每個(gè)通道提供一個(gè)180kSPS21.6位有效位，這成為ECG應(yīng)用的理想選擇。通過比較圖3和圖4可以看出，是在硬件上的顯著減少，這意味著更低的成本和更低的功耗。三個(gè)區(qū)塊（包括高通濾波器，隔直濾波器，增益級和一個(gè)陡峭的，有源低通濾波器）被省略。ADS1258也有一個(gè)集成的MUX，允許多達(dá)8個(gè)差分輸入，從而消除了外部MUX需要。除了提供更高分辨率的優(yōu)勢，Δ-ΣADC明顯減少了ADC之前的抗鋸齒的要求。對于復(fù)雜的有源抗鋸齒過濾器，可能需要數(shù)放大器實(shí)現(xiàn)，這個(gè)可以用簡單的單極RC濾波器代替。隔直和高通濾波器被刪除，因?yàn)锳DC的固有噪聲明顯比以前的解決方案（圖2b）要低。這種方式下，直流信息不丟失，各種過濾器也可以實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。數(shù)字濾波器的實(shí)現(xiàn)，也使設(shè)計(jì)師靈活地為整體更快的響應(yīng)和更好的抑制基線徘徊，使用自適應(yīng)直流去除過濾器。ADS1258的噪聲，當(dāng)做為系統(tǒng)輸入時(shí)，取決于輸出數(shù)據(jù)速率產(chǎn)生的噪聲大小在1mVRMS到3mVRMS不等，這時(shí)INA的增益為4。這種噪聲在商業(yè)心電圖里面也是滿足要求的。對于連續(xù)采樣的解決方案，ADS1258的AFE具有42毫秒的通道間偏差。對于大多數(shù)應(yīng)用，這種偏差是可以接受的，然而，對于某些應(yīng)用，如腦電圖（EEG）和矢量成像系統(tǒng)，所需的偏差要小于25毫秒。在這些應(yīng)用中，同步采樣，高分辨率ADC的方法是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。圖5顯示了用ADS1278實(shí)現(xiàn)同步采樣的信號鏈。ADS1278是一個(gè)獨(dú)特的德州儀器Δ-Σ組合的器件，提供了非常高的集成水平。它在一個(gè)64引腳TQFP封裝中集成了8個(gè)專用的24位Δ-ΣADC和8個(gè)數(shù)字抽取濾波器。圖5Δ-Σ為基礎(chǔ)的低成本的心電圖信號鏈（同步采樣）6基于ADS1258的順序抽樣測量如圖6所示，測試配置是用ADS1258來評估心電圖測量的應(yīng)用。測量結(jié)果列于表1。圖6使用ADS1258測試安裝圖表1測得的輸入?yún)⒖荚肼暯Y(jié)果在此設(shè)置，內(nèi)華達(dá)州的Dynatech公司的心電圖信號模擬器被用來作為信號源。INA121的選擇是因?yàn)樗峁┝说碗妷汉碗娏髟肼暋?00kΩ輸入電阻（安全）被用來對所有測量INA121的輸入。ADS1258MUX輸出回路中使用的OPA227運(yùn)算放大器在不同的通道間提供更好的噪聲性能和更好的偏執(zhí)，相對于旁路連接（無緩沖）。噪聲數(shù)據(jù)是通過INA121短接連有100kΩ的串聯(lián)電阻上得到的。圖7顯示了ADS1258輸出捕獲的時(shí)間域。圖7測量時(shí)域數(shù)據(jù)7基于ADS1278同步采樣測量測試配置如圖8所示，它是用來評估心電圖測量ADS1278的。安捷倫33120A信號發(fā)生器提供2mV峰心臟測試波形。100kΩ輸入電阻（安全）加在所有測試測量INA121的輸入端。INA121被選中是因?yàn)樗堑碗妷汉偷碗娏髟肼暤慕M合。INA121的增益設(shè)置為4和在ADC之前的輸出帶寬限到150HZ。INA121的參考引腳設(shè)置為2.5V，轉(zhuǎn)移共模信號到ADC的中期供給水平。圖8使用ADS1278的測試安裝圖ADC的負(fù)輸入同樣轉(zhuǎn)移至+2.5V，允許雙極性差分心電圖輸入波動。ADS1278被配置在低速模式（即相當(dāng)于10kSPS的數(shù)據(jù)傳輸速率）。這種模式下，功耗只有7mW/通道，5kHz帶寬的噪聲僅8-mVRMS。從八個(gè)通道同時(shí)獲得數(shù)據(jù)。在150Hz帶寬時(shí)，輸入電阻增加了2.9mVRMS的噪聲（簡稱ADC輸入）。INA121增加到ADC的輸入噪聲小于4mVRMS。輸入電阻的噪聲和INA121與ADS1278產(chǎn)生的噪聲，使ADC的輸出噪聲從8mV增加9.5mV（ADC輸出參考噪聲）。ADS1278提供噪聲數(shù)據(jù)在所有通道同時(shí)轉(zhuǎn)換時(shí)獲得，此時(shí)INA121輸入端短路(100-kΩ電阻)。表2顯示了ADS1278在10kSPS的采樣時(shí)輸入?yún)⒖荚肼暎诧@示了輸入過濾噪聲ADC的數(shù)據(jù)用一個(gè)簡單的移動平均線x4和移動平均X8。過濾后在這樣的ADC數(shù)據(jù)是直接實(shí)現(xiàn)，并降低噪音平均系數(shù)的平方根，約減少4個(gè)和8個(gè)（抽取時(shí)間）