PAGEPAGE14目錄摘要 IIITOC\o"1-3"\u1調速方案的確定 12主電路結構形式及組成 22.1反饋閉環的引入 22.2轉速、電流雙閉環的組成 22.3雙閉環調速系統的靜特性分析 42.4雙閉環調速系統的動態性能分析 53主電路元部件確定及參數計算 83.1可控直流源的設計 83.1.1可控直流源的選定 83.1.2整流變壓器的計算 93.1.3晶閘管的選擇 103.1.4平波電抗器的選擇 113.2關于觸發電路 113.3保護電路的設計 123.3.1晶閘管的過流保護 123.3.2晶閘管的過電壓保護 124系統的動態設計 144.1電流調節器的設計 154.1.1電流環動態結構的簡化 154.1.2電流調節器的參數計算 164.1.3電流調節器的實現 174.2轉速調節器的設計 174.2.1電流環的等效閉環傳遞函數 174.2.2轉速調節器結構的選擇 184.2.3轉速調節器的參數計算 194.2.4轉速調節器的實現 204.2.5穩態指標的校核 214.2.6轉速超調的校核和抑制 21參考文獻 23V-M雙閉環不可逆直流調速系統設計1調速方案的確定直流電動機有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動領域中有廣泛而重要的運用。直流電動機的調速方式有很多中，根據調速要求選定。直流電動機轉速和其他參量之間的穩態關系可表示為：(1-1)式中n——轉速(r/min)；U——電樞電壓(V)；I——電樞電流(A)；R——電樞回路總電阻(?)；——勵磁磁通(Wb)；Ke——由電機結構決定的電動勢常數。上式中，Ke是常數，電流I是由負載決定的，因此調節電動機的轉速有三種方法：調節電樞供電電壓U。減弱勵磁磁通。改變電樞回路電阻R。對于要求在一定范圍內無級平滑速度調節的系統，以調節電樞供電電壓最為廣泛。從機械特性的角度，后兩種調速方式會使電機機械特性變軟，影響帶載能力，故調節電樞電壓的方式最好。2主電路結構形式及組成由上述可知，所謂調速即是調電動機電樞電壓，由此的調速系統是以電樞電壓為控制對象的自動調節系統。2.1反饋閉環的引入設計對系統調速范圍和帶載特性有較高的要求。比較一下開環系統的機械特性和閉環系統的靜特性，就能清楚地看到反饋閉環控制的優點：閉環系統靜特性可以比開環系統機械特性強硬得多；閉環系統的靜差率要比開環系統小得多；靜差率一定時，閉環系統可以大大提高調速范圍。由此，閉環系統能夠通過自動調節作用減少穩態速降，提高系統性能。另外，反饋控制體統具有良好的抗干擾性能，它能有效地抑制一切被反饋環所包圍的前向通道上的擾動，并且完全服從給定作用。所以，為滿足設計要求的調速范圍、靜特性和動態特性等要求，必需引入反饋閉環控制。2.2轉速、電流雙閉環的組成設計對系統的動態性能要求較高，并且對轉速和電樞電流兩項參數同時約束動態指標。采用PI調節的單閉環直流調速系統可以在保證系統穩定的前提下實現轉速無靜差，但是對于系統的動態性能要求高的場合下，如要求快速啟動，快速制動，突加負載動態速降小等等，單閉環就很難滿足要求。實際上，由于電動機是感性負載，加上主電路中電感的作用，電流不可能突變。這導致單閉環系統中，電機啟動、制動以及堵轉等情況下轉速和電樞電流的動特性不能同時達到理想效果。按照反饋控制規律，采用某個物理量的反饋就可以保持該參量基本不變。為了實現轉速和電流兩種負反饋分別起作用，可在系統中設置兩個調節器，分別調節轉速和電樞電流，即分別引入轉速負反饋和電流負反饋。二者之間實行嵌套連接，把轉速調節器(ASR)的輸出當作電流調節器(ACR)的輸入，再用電流調節器的輸出去控制電力電子變換器(UPE)，其中電力電子變換器就是上文所說的晶閘管整流裝置；TG為測速發電機，與變送器件構成速度反饋。這就組成了轉速、電流雙閉環調速系統，系統結構圖如圖2-1所示。圖2-1轉速、電流雙閉環直流調速系統ASR—轉速調節器ACR—電流調節器TG—測速發電機TA—電流互感器UPE—電力電子變換器Un*—轉速給定電壓Un—轉速反饋電壓Ui*—電流給定電壓Ui—電流反饋電壓為了獲得良好的靜、動態性能，滿足設計靜特性良好，無靜差的要求，轉速和電流兩個調節器一般都采用PI調節器，這樣構成的雙閉環直流調速系統的電路原理圖如圖2-2所示。圖中兩個調節器的輸出都是帶限幅作用的，轉速調節器的輸出限幅電壓Uim*決定了電流給定電壓的最大值，電流調節器的輸出限幅電壓Ucm限制了電力電子變換器件的最大輸出電壓Udm。圖2-2雙閉環直流調速系統的原理圖2.3雙閉環調速系統的靜特性分析根據上述電路原理圖，繪出系統穩態結構框圖如圖2-3所示：圖2-3雙閉環直流調速系統的穩態結構框圖系統的靜特性主要受調節器的決定，PI調節器的穩態特征一般存在飽和與不飽和兩種狀態。在系統正常運行時，電流調節器不會達到飽和狀態。因此，對靜特性來說，只有轉速調節器飽和與不飽和兩種情況。雙閉環直流調速系統的靜特性如圖2-4所示。圖2-4雙閉環直流調速系統的靜特性圖轉速調節器不飽和此時，兩個調節器都不飽和，穩態時，它們的輸入偏差電壓都是零，因此(2-1)(2-2)由式(2-1)可得(2-3)即是圖2-4所示靜特性的CA段。轉速調節器飽和此時，ASR輸出達到限幅值Uim*，轉速外環呈開環狀態，轉速的變化對系統不再產生影響。雙閉環控制系統變成一個電流無靜差的單電流閉環調節系統。穩態時，(2-4)其中，最大電流Idm取決于電動機的容許過載能力和拖動系統允許的最大加速度。式(2-4)所描述的靜特性對應于圖2-4中的AB段。由此可以看出，雙閉環調速系統靜特性在負載電流小于Idm時，表現為轉速無靜差，這時轉速負反饋其主要調節作用；當電流達到Idm時，轉速調節器飽和輸出，這時電流調節器起主要調節作用，系統表現為電流無靜差，得到過電流的自動保護。2.4雙閉環調速系統的動態性能分析根據圖2-2所示電路原理圖建立雙閉環直流調速系統的動態結構框圖，如圖2-5所示：圖2-5雙閉環直流調速系統的動態結構圖正如前述，設置雙閉環控制的一個重要目的就是要獲得理想的啟動、制動及堵轉等特殊情形時的理想動態過程。因此，分析雙閉環直流調速系統的動態性能時，有必要首先探討系統的啟動過程。雙閉環直流調速系統突加給定電壓Un*由靜止狀態啟動時，轉速和電流的動態過程如圖2-6所示。由于在啟動過程中，轉速調節器經歷了不飽和、飽和和退飽和三種狀態，整個啟動過程就分為圖中標示的三個狀態。圖2-6雙閉環直流調速系統啟動過程的轉速和電流波形1)第I階段(0-t1)電流上升階段當突加給定電壓后，上升，調節器的跟隨作用使各參數上升，當小于負載電流時，電機還不能轉動。當后，電機開始起動，由于機電慣性作用，轉速不會很快增長，因而轉速調節器ASR的輸入偏差電壓的數值仍較大，其輸出電壓保持限幅值，強迫電流迅速上升。直到=，=電流調節器很快就壓制的增長。在此過程中ASR很快進入并保持飽和狀態，ACR一般不飽和。2)第II階段(t1-t2)恒流升速階段在這個階段，ASR始終是飽和的，轉速環相當于開環，系統成為在恒值電流給定下的電流調節系統。電流基本上保持恒定，因而系統的加速度恒定，轉速呈線性增長。同時，電機的反電動勢E也按線性增長，對電流調節系統產生一個線性漸增的擾動量。為了克服它的擾動，和也須按線性增長，才能保持恒定。ACR采用PI調節器，要使其輸出量按線性增長，其輸入偏差電壓必須維持一定的恒值，即應略低于。3)第III階段(t2以后)轉速調節階段當轉速上升到給定值時，轉速調節器ASR的輸入偏差減少到零，但其輸出卻由于積分作用還維持在限幅值，所以電機仍在加速，使轉速超調。轉速超調后，ASR輸入偏差電壓變負，使它開始退出飽和狀態，和很快下降。只要仍大于負載電流IdL，轉速就繼續上升。直到=時，轉速n才到達峰值。此后,電動機開始在負載的阻力下減速，<，直到穩定。在最后的轉速調節階段內，ASR和ACR都不飽和，ASR起主要的轉速調節作用，ACR使盡快地跟隨其給定值，電流內環是一個電流隨動子系統。綜上所述，雙閉環直流調速系統的起動過程有以下三個特點：飽和非線性控制、轉速超調、準時間最優控制。雙閉環調速系統的靜特性在負載電流小于Idm時表現為轉速無靜差，轉速負反饋起主要調節作用；當負載電流達到Idm后，轉速調節器飽和，電流調節器起主要調節作用，系統表現為電流無靜差，得到過電流的自動保護。3主電路元部件確定及參數計算3.1可控直流源的設計3.1.1可控直流源的選定調節直流電動機的電樞供電電壓需要有專門的可控直流電源。常用的可控直流電源有以下三種：旋轉變流機組。交流電動機和直流發電機組成機組，獲得可調的直流電壓。靜止式可控整流器。用靜止式的可控整流器獲得可調的直流電壓。直流斬波器或脈寬調制變換器。用恒定直流電源或不可控整流電源供電，用電力電子開關器件斬波或進行脈寬調制，產生可變的平均電壓。靜止式可控整流器中，由晶閘管組成的整流裝置不僅經濟可靠，而且技術性能優越，控制方便，其缺點是只能單向導電，工作時不允許電流反向。由于設計只要求系統不可逆運行，所以采用晶閘管整流器為電機提供可控直流源。圖3-1所示是簡易的晶閘管-電動機調速系統(簡稱V-M系統)原理圖。圖中VT是晶閘管可控整流器，通過調節出發裝置GT的控制電壓Uc來移動觸發脈沖的相位，即可改變平均整流電壓Ud，從而實現平滑調速。圖3-1晶閘管-電動機(V-M)調速系統原理圖晶閘管整流裝置中，最常用的是三相全控橋式整流電路，其原理圖如圖3-2所示。裝置主要包括變壓器、晶閘管整流橋、晶閘管觸發電路以及相關的保護電路。圖3-2三相橋式全控整流電路3.1.2整流變壓器的計算變壓器的主要任務就是將整流電路與電網隔離，并把交流電壓值匹配成需要的大小。整流電路在接入電網時由于變壓器一次側電壓為380V，大于電動機的額定電壓，所以選用降壓變壓器。為得到零線，變壓器二次側必須接成星型，而一次側接成三角形，這樣可以避免三次諧波電流流入電網，減少對電源的干擾。一般記變壓器二次側電壓值為，考慮電路實際情況后的應該比理想情況下的值大。理想情況下，變壓器一次側相電壓為＝380V，變壓器二次側線電壓為交流電壓在數值上等于輸出的負載上的直流電壓，即為直流電機的額定電壓220V，所以＝220V。變壓器二次側相電壓計算： (3-1)取實際二次側電壓值，則變壓器的變比： (3-2)因為負載為直流電動機帶電感，所以輸出電流平均值波形近似為一條直線，即平均值數值上與有效值相等，故 (3-3)根據三相全控橋變壓器二次側電流的有效值的計算公式： (3-4)可得，變壓器一次側電流有效值。根據以上算出的數值，可以直接算得變壓器初級容量、次級容量和平均計算容量S： (3-5) (3-6) (3-7)3.1.3晶閘管的選擇合理選擇整流晶閘管的主要參數是晶閘管的額定電壓和額定電流。選用時，額定電壓要留有一定的安全裕量，一般取額定電壓為正常工作時晶閘管所承受峰值電壓的2～3倍，即 (3-8)其中，為電路中晶閘管可能承受的電壓峰值，對于三相全控整流電路： (3-9)可得： (3-10)額定電流即通態平均電流，是按照正向電流造成的器件本身的通態損耗的發熱效應來定義的。因此在使用時應按照實際波形的電流與通態平均電流所造成的熱效應相等，即有效值相等的原則來選取晶閘管的此項電流定額，并留有一定的裕量。一般取其通態平均電流為按此原則所得計算結果的1.5～2倍。由公式： (3-11)式中為晶閘管的電流有效值。對三相全控整流電路，流過晶閘管電流的有效值：當， (3-12)當， (3-13)而若時，電動機額定運行則有 (3-14)將=220V，=170V代入上式可得，與相矛盾，可知電動機不會在觸發角時額定運行，故。此時： (3-15)再次代入和，可得電動機額定運行時。所以各晶閘管電流有效值： (3-16)綜上，整流部分選用額定電壓，額定電流的晶閘管。3.1.4平波電抗器的選擇對于直流電動機負載的可控整流電路，為了使晶閘管整流供電的直流電動機即使在最輕負載下()，也能工作在電流連續段機械特性的直線上，要求電樞回路的臨界電感量為 (3-17)其中，為最小負載時對應的最小電流，一般取電動機額定電流的5％～10％，則有： (3-18)將其代入式(17)，可算得平波電抗器電感。3.2關于觸發電路隨著集成電路制作技術的提高，晶閘管觸發電路的集成化已逐漸普及。本設計選用TC787作為驅動電路單元。TC787觸發塊可以提供完全獨立的六路觸發脈沖，它主要適用于三相可控硅移相觸發電路和三相三極管脈寬調制電路，以構成多種調壓調速和變流裝置，具有功耗小、功能強、輸入阻抗高、抗干擾性能好、移相范圍寬，外接元件少等優點；而且裝調簡便，使用可靠。它總共有18只管腳，管腳排列示意圖如圖3-3所示。圖3-3TC787管腳圖圖3-4TC787內部結構圖TC787由三路相同的部分：同步過零和極性檢測、鋸齒波形成、鋸齒波比較，經過抗干擾鎖定、脈沖形成等電路形成三相觸發調制脈沖或方波，由脈沖分配電路實現全控、半控的工作方式，再由驅動電路完成輸出驅動。3.3保護電路的設計3.3.1晶閘管的過流保護電力電子電路運行不正?；蛘甙l生故障時，可能會發生過電流。過電流分為過載和短路兩種情況。一般電力電子裝置均同時采用幾種過電流保護措施，以提高保護的可靠性和合理性。通常，電子電路作為第一保護措施，快速熔斷器僅作為短路時的部分區段的保護，過電流繼電器整定在過載是動作。采用快速熔斷器是電力電子裝置中最有效應、應用最廣泛的一種過電流保護措施。本設計采用快速熔斷器來實現晶閘管過電流保護。3.3.2晶閘管的過電壓保護電力電子裝置中可能發生的過電壓分為外因過電壓和內因過電壓兩類。外因過電壓主要來自雷擊哈系統中的操作過程等外部原因，包括操作過電壓、雷擊過電壓；內因過電壓主要來自電力電子裝置內部器件的開關過程，包括換項過電壓和關斷過電壓。交流側過電壓一般都是外因過電壓，一般用RC過電壓抑制電路抑制外因過電壓。通常是在變壓器次級(元件側)并聯RC電路，吸收變壓器鐵心的磁場釋放的能量，并把它轉化為電容器的電場能而儲存起來。串聯電阻是為了在能量轉換過程中可以消耗一部分能量并且抑制LC回路可能產生的振蕩。當整流器容量較大時，RC電路也可以接在變壓器的電源側。其電路圖如圖3-5所示。圖3-5阻容過電壓保護電路4系統的動態設計雙閉環調速系統的實際動態結構框圖如圖4-1所示:圖4-1雙閉環調速系統的動態結構框圖T0i—電流反饋濾波時間常數T0n—轉速反饋濾波時間常數由于電流檢測信號中常含有交流分量，為了不使它影響到調節器的輸入，需加低通濾波。這樣的濾波傳遞函數可用一階慣性環節來表示，其濾波時間常數按需要選定，以濾平電流檢測信號為準。然而，在抑制交流分量的同時，濾波環節也延遲了反饋信號的作用，為了平衡這個延遲作用，在給定信號通道上加入一個等時間常數的慣性環節，稱作給定濾波環節。由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有換向紋波，因此也需要濾波，濾波時間常數用表示，根據和電流環一樣的道理，在轉速給定通道上也加入時間常數為的給定濾波環節。設計多環控制系統的一般原則是：先內環后外環。在轉速、電流雙閉環系統中，應該首先設計電流調節器，然后把整個電流環看作是轉速調節系統中的一個環節，設計轉速調節器。根據已給參數可初步算得：允許過載倍數轉速反饋系數電流反饋系數4.1電流調節器的設計4.1.1電流環動態結構的簡化在圖4-1所示的系統動態結構框圖中，反電動勢與電流反饋的作用相互交叉，將給設計帶來麻煩。故為設計計算方便，對系統動態作以下近似處理：忽略反電動勢的動態影響；等效成單位負反饋系統；小慣性環節近似處理。近似條件為：(4-1)由于Ts和Toi一般都小得多，可以當作小慣性群而近似地看作是一個慣性環節，其時間常數為：T∑i=Ts+Toi(4-2)簡化后的電流環動態結構框圖如圖4-2所示：圖4-2簡化后的電流環動態結構框圖設計的穩態要求希望電流無靜差，以得到理想的堵轉特性，由圖4-2可以看出，采用I型系統就夠；動態要求方面，實際系統不允許電樞電流在突加控制作用時有太大的超調，以保證電流在動態過程中不超過允許值，而對電網電壓波動的及時抗擾作用只是次要的因素。為此，電流環應以跟隨性能為主，應選用典型I型系統。由圖4-2，電流環的控制對象是雙慣性型的，要校正成典型I型系統，顯然應采用PI型的電流調節器，其傳遞函數可以寫成(4-3)式中Ki—電流調節器的比例系數；ti—電流調節器的超前時間常數。為了讓調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇(4-4)則電流環的動態結構圖便成為圖4-3所示的典型形式:圖4-3校正后的電流環動態結構框圖其中(4-5)4.1.2電流調節器的參數計算1.確定時間常數1)整流裝置滯后時間常數Ts：三相橋式整流電路的平均時空時間Ts=0.0017s。2)電流濾波時間常數Toi：由給定的濾波時間常數Toi=0.0025s。3)電流環小時間常數之和T∑i：按小時間常數近似處理，T∑i=Ts+Toi=0.0042s。2.計算調節器參數1)電流調節器超前時間常數：2)電流環開環增益：要求時，應取，得3)ACR的比例系數：3.檢驗近似條件電流環截止頻率：1)晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件，滿足近似條件。2)忽略反電動勢變化對電流環動態影像的條件，滿足近似條件。3)電流環小時間常數近似處理條件，滿足近似條件。4.1.3電流調節器的實現含給定濾波和反饋濾波的PI型電流調節器原理圖如圖4-4所示，圖中Ui*為電流給定電壓，為電流負反饋電壓，調節器的輸出就是電力電子變換器的控制電壓Uc。圖4-4含給定濾波和反饋濾波的PI型電流調節器取運算放大器,由運算放大器的電路原理可得各電阻和電容值為，，取，取，取按照上述參數，電流環可以達到的動態跟隨性能指標為，滿足設計要求。4.2轉速調節器的設計4.2.1電流環的等效閉環傳遞函數電流環經簡化后可視作轉速環中的一個環節，可求得其閉環傳遞函數:(4-6)忽略高次項，可近似降階為:(4-7)其近似條件為(4-8)式中—轉速環開環頻率特性的截止頻率。接入轉速環內，電流環等效環節的輸入量應為，因此電流環在轉速環中應等效為：(4-9)這樣，原來是雙慣性環節的電流環控制對象，經閉環控制后，可以近似地等效成只有較小時間常數的一階慣性環節。4.2.2轉速調節器結構的選擇用電流環的等效環節代替圖4-1中的電流環，轉速控制系統的等效動態結構圖如圖4-5：圖4-5等效環節代替電流環后的系統結構圖和電流環中一樣，把轉速給定濾波和反饋濾波環節移到環內，同時將給定信號改成/a，再把時間常數為1/KI和T0n的兩個小慣性環節合并起來，近似成一個時間常數為的慣性環節，其中(4-10)為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前面必須有一個積分環節，它應該包含在轉速調節器ASR中。在擾動作用點后面已經有了一個積分環節，因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以轉速環應該設計成典型Ⅱ型系統，這樣同時也能滿足動態抗擾性能好的要求。由此可見，ASR也應該采用PI調節器，其傳遞函數為(4-11)式中Kn—轉速調節器的比例系數；tn—轉速調節器的超前時間常數。可得調速系統開環傳遞函數為(4-12)令轉速開環增益KN為(4-13)則(4-14)不考慮負載擾動時，校正后的調速系統動態結構框圖如圖4-6所示。圖4-6校正成典型Ⅱ型系統的轉速環動態結構框圖4.2.3轉速調節器的參數計算1.確定時間常數1)電流環等效時間常數1/KI：2)轉速濾波時間常數Ton：由給定的濾波時間常數Ton=0.015s3)轉速環小時間常數之和T∑n：按小時間常數近似處理，取T∑n=+Ton=0.0084s+0.015s=0.0234s2.計算調節器參數1)按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取h=5，則轉速調節器超前時間常數：2)由式4-13可求得轉速環開環增益3)ASR的比例系數：3.檢驗近似條件轉速環截止頻率為1)電流環傳遞函數的簡化條件為，滿足近似條件。2)轉速環小時間常數近似處理條件，滿足近似條件。4.2.4轉速調節器的實現圖4-7含給定濾波和反饋濾波的PI型轉