第7章正弦波信號發生器的設計

7.1集成運放電路概述7.2差分式放大電路7.3集成運算放大電路的主要參數7.4集成運算放大電路的應用7.5正弦波振蕩電路7.6RC橋式振蕩電路7.7LC正弦波振蕩電路7.8石英晶體振蕩電路7.9正弦波信號發生器的設計7.1集成運算放大電路概述1集成運算放大器的特點集成運算放大器是一種具有很高放大倍數的多級直接耦合放大電路。是發展最早、應用最廣泛的一種模擬集成電路。集成電路分類模擬集成電路:數字集成電路集成運算放大器、集成功率放大器、集成穩壓電源、集成A/DD/A等。在集成電路工藝中難于制造電感元件；制造容量大于200pF的電容也比較困難，因而放大器各級之間都采（1）級間采用直接耦合方式用直接耦合，必須使用電容的場合，也大多采用外接的方法。（2）電路結構和參數具有對稱性集成電路中的電阻是由硅半導體的體電阻構成，阻值大約為100~30K，且阻值精度不高，因此常常用晶體管恒流源代替電阻（動態電阻）；必須使用直流高阻值的場合，也大多采用外接的方法。由于集成電路中的各個元件是通過同一工藝過程制作在同一硅片上，同一片內的元件參數絕對值有同向的偏差，溫度均一性好（3）用有源器件代替無源器件u+輸入級中間級輸出級偏置電路u-uO中間級：主要進行電壓放大，一般由共發射極放大電路構成，集電極電阻常采用晶體管恒流源代替，以提高電壓放大倍數。輸出級：采用互補對稱功放電路或射極輸出器，以便輸出足夠大的電流和功率，并降低輸出電阻，提高帶負載能力。偏置電路：一般是由恒流源電路組成，為以上三部分電路提供穩定和合適的靜態工作點。3、集成運算放大器的符號

運算放大器的符號中有三個引線端，兩個輸入端，一個輸出端。一個稱為同相輸入端，即該端輸入信號變化的極性與輸出端相同，用符號‘+’表示；另一個稱為反相輸入端，即該端輸入信號變化的極性與輸出端相反，用符號“-”表示。輸出端在輸入端的另一側，在符號邊框內標有‘+’號。運算放大器外形圖注意：為什么只對直接耦合多級放大電路提出這一問題呢？原來溫度的變化和零點漂移都是隨時間緩慢變化的，如果放大電路各級之間采用阻容耦合，這種緩慢變化的信號不會逐級傳遞和放大，問題不會很嚴重。但是，對直接耦合多級放大電路來說，輸入級的零點漂移會逐級放大，在輸出端造成嚴重的影響。特別時當溫度變化較大，放大電路級數多時，造成的影響尤為嚴重。7.2.1差動放大電路的工作原理(DifferentialAmplifier)1、電路組成特點：a.兩只完全相同的管子；b.兩個輸入端，兩個輸出端；c.元件參數對稱；（2）負電源VEE的作用。射極電阻Re越大，其抑制零點漂移的作用就越強，但Re取值太大會使其上直流壓降也增大，若僅靠VCC供電，就會使IC減小，使管子的靜態工作點下降，進而導致管子動態范圍減小，甚至影響放大電路正常工作。引入負電源VEE，可以補償Re上的直流管壓降，使電路有合適的靜態工作點，不會導致管子的動態范圍太小，并且由于負電源VEE直接為兩管設置偏置電流，因此也可去掉偏置電阻Rb。（1）射極電阻Re的作用。引入直流負反饋，抑制每只管子產生的漂移，從而抑制溫度變化對靜態工作點的影響，穩定電路的靜態工作點，并且Re越大，靜態工作點越穩定。

當環境溫度變化時，兩管的參數發生變化，則差動放大電路的兩管的靜態工作點也發生變化。由于T1、T2兩管的特性和溫度特性完全相同，溫度變化相同，因此兩管的集電極電流變化相等，即ΔIC1＝ΔIC2，兩管的集電極電位變化也相等，即ΔUC1＝ΔUC2，則輸出電壓為Uo＝(UC1＋ΔUC1)－(UC2＋ΔUC2)＝0。因此，當溫度變化時，輸出電壓仍為零，可有效抑制零點漂移。由以上分析可知，在理想情況下，由于電路的對稱性，輸出信號電壓采用從兩管集電極間提取的雙端輸出方式，對于無論什么原因引起的零點漂移，均能有效地抑制。為了更好地分析差分放大電路的特性，定義差分放大電路的輸入信號為兩種形式：差模信號和共模信號。差模信號：即在電路的兩個輸入端加上一對大小相等、極性相反的信號，即ui1=?ui2；共模輸入：就是在電路的兩個輸入端加上一對大小相等、極性相同的信號，即ui1=ui2。設差分放大電路的兩個輸入信號分別為ui1和ui2，兩個單邊放大器的放大倍數分別為Au1、Au2，則兩個集電極之間的輸出電壓為uo=uo1?uo2=Au1ui1-Au2ui2由于電路對稱，Au1=Au2ui2=Au，因此 uo=Au(ui1?ui2) 表明，差分放大電路只放大差模信號，抑制共模信號。差分放大電路也因此而得名。在差分放大電路中，無論是溫度變化還是電源電壓波動，都會引起兩管集電極電流及相應集電極電壓相同的變化，其效果相當于在兩個輸入端加了共模信號，差分放大電路抑制共模信號，也就是抑制了零點漂移。

3.動態分析4.主要技術指標的計算（1）差模電壓放大倍數Aud。若輸入為差模信號，即，則因一只管子的電流增加，另一只管子的電流減小，在電路對稱的情況下，iC1的增加量等于iC2的減少量，所以流過Re電阻的電流ie不變，，故其交流通路如圖所示。當從兩管集電極作雙端輸出時，其差模電壓放大倍數與單管放大電路的電壓放大倍數相同，即（3）共模抑制比差動放大器的差模放大倍數與共模放大倍數的比值定義為共模抑制比，即KCMR越大，表明電路抑制共模信號的能力越強。在理想情況下，基本差分放大電路如由雙端輸出，Auc=0，KCMR=∞。實際上差分放大電路很難做到完全對稱，即，其共模抑制比KCMR為60dB～80dB。若采用單端輸出時，輸出信號中將既有差模信號，又有共模信號。此時基本差分放大電路主要依靠公共發射極電阻Re引入負反饋，來穩定靜態工作點，減小零點漂移，達到提高共模抑制比的目的。7.2.2具有恒流源的差動放大電路基本差分放大電路引入Re后，可以提高共模抑制比，Re的阻值越大，對共模信號的負反饋作用就越強，共模抑制比越大。但是Re上的直流壓降也隨著Re阻值的增加而增大，在管子和元件確定后，阻值增加，必然使管子的靜態工作點降低，若要保證管子的靜態工作點不變，則必須加大電源電壓VEE。這樣做在實際中很不經濟，而且在集成電路中不易制作高阻值的電阻。為此，人們希望有一種可變電阻來替代Re，這種電阻應具有直流電阻小，而交流電阻大的特點。由晶體管構成的恒流源電路正好具有這個特性，如圖7-6所示為帶恒流源的差分放大電路。IC3為恒流源的輸出電流，當VEE、R1、R2、R3、VT3選定后，IC3就恒定，恒流源的輸出電阻Ro3就等效于Re。3．輸入失調電壓UIO要使輸出電壓為零，必須在輸入端加一個很小的補償電壓，它就是輸入失調電壓，一般為幾毫伏，理想集成運放的UIO為零。4．輸入失調電流IIO輸入信號為零時，流入集成運放兩輸入端靜態基極電流之差，一般在零點零幾微安級，IIO越小越好。5．輸入偏置電流IIB輸入信號為零時，兩個輸入端靜態基極電流的平均值，稱為輸入偏置電流。6．最大共模輸入電壓UICM允許加在輸入端的最大共模輸入電壓。當實際的共模信號大于UICM時，將使輸入級工作不正常，共模抑制比顯著下降。7．最大差模輸入電壓UIDM兩個輸入端間所允許加的最大電壓差值稱為最大差模輸入電壓。如果差模輸入信號超過UIDM，將引起輸入管反向擊穿而使運放不能正常工作。8．共模抑制比KCMR主要取決于輸入級差動電路的共模抑制比。7.4、理想運算放大電路的應用1．理想運算放大電路的主要條件開環差模電壓放大倍數無窮大Auo

，差模輸入電阻無窮大

rid，開環輸出電阻為零Ro0，共模抑制比無窮大

KCMR2．運算放大器傳輸特性與基本工作方式+Uo(sat)–Uo(sat)線性區理想特性實際特性飽和區O

u+–u–

uo3.理想運放工作在線性區的兩條分析依據1)由于Auo→∞，而輸出電壓uo是一個有限的數值++∞uou–u+i+i––uo

=Auo(u+–

u–

)稱為“虛短”。2)rid→∞，且u+－u-≈0輸入電流約等于0，即i+=i–0，稱“虛斷”Auo越大，運放的線性范圍越小，必須加負反饋才能使其工作于線性區。7.4.2基本運算電路集成運算放大器引入適當的反饋，可以使輸出和輸入之間具有某種特定的函數關系，如比例、加法、減法、積分、微分、對數與反對數、乘除等運算。一、比例運算1．反相輸入比例運算電路

以后如不加說明，輸入、輸出的另一端均為地()。uoRFuiR2R1++––++–

因要求靜態時u+、u–對地電阻相同，所以平衡電阻R2=R1//RFifiii–i+uoRFuiR2R1++––++–反相比例運算因虛短,所以u–=u+=0，稱反相輸入端“虛地”因虛斷，i+=i–=0，

所以iiif

3、加法運算（1）反相加法運算R3=R1//R2//RfiF

i1+i2若Rf=R1=R2

則uO=

(uI1+uI2)R2//R3//R4

=R1//Rf若R2=R3=R4，則

uO=uI1+uI2

Rf=2R1

（2）同相加法運算法1：利用疊加定理uI2=0uI1使：uI1=0uI2使：一般R1=R1；Rf=RfuO=uO1+uO2

=Rf/R1(uI2

uI1)法2：利用虛短、虛斷uo=Rf/R1(uI2

uI1)減法運算實際是差分電路3減法運算【例7-1】

電路如圖7-15所示，已知R1=R2=Rf1=30kΩ，R3=R4=R5=R6=Rf2=10kΩ，試求輸出電壓uo與三輸入電壓ui1、ui2、ui3之間的關系，并說明該電路實現了什么運算功能。圖7-15例7-1圖解：從電路圖可知，運放的第一級為反相加法運算電路，第二級為減法運算電路。圖7-16積分運算電路該電路實現了加法運算。4.積分電路輸出電壓uo為輸入電壓ui對時間t的積分，即實現了積分運算。

積分電路除了可作積分運算外，還可用作波形變換，如將方波信號變換為三角波信號。積分電路輸入—輸出波形仿真的結果如圖7所示。圖中示波器屏幕上的波形清晰地顯示出，當方波信號輸入積分電路時，輸出為三角波信號。6.微分電路輸出電壓uo取決于輸入電壓ui對時間t的微分，即實現了微分運算。微分電路的應用是很廣泛的，在線性系統中，除了可作微分運算外，在脈沖數值電路中，常用作波形變換，如將方波信號變換為尖頂脈沖波。微分電路輸入—輸出波形仿真的結果如圖所示。圖中示波器屏幕上的波形清晰地顯示出，當方波信號輸入微分電路時，輸出為尖頂脈沖信號。7.5正弦波振蕩電路振蕩器：不需要外加激勵信號就能將直流信號轉化為交流信號的電子設備。分類：正弦波振蕩器；非正弦波振蕩器1、條件

基本放大電路Ao反饋電路F自激振蕩的條件：而即（為保證起振，通常要求）幅度條件：相位條件：

（n=0，±1，±2，±3，…）因為：基本放大電路Ao反饋電路F2、組成基本放大器；反饋網絡；選頻網絡（為了獲得單一頻率）；穩幅環節（為了產生穩幅振蕩）； 若選頻網絡由RC元件構成——RC正弦波振蕩器；若選頻網絡由LC元件構成——LC正弦波振蕩器；由同一電路組成由同一電路組成基本放大電路Ao反饋電路F三、分析方法1、判斷能否產生振蕩（1）檢查電路是否具備振蕩電路的組成部分；（2）檢查放大電路的Q點是否能夠保證放大器正常工作；（3）分析電路是否滿足振蕩條件。主要是分析相位條件，至于幅度條件一般容易滿足。2、求振蕩頻率和起振條件 振蕩頻率由相位條件決定； 起振條件由幅度條件求得；（1）如何起振？Uo是振蕩器的電壓輸出幅度，B是要求輸出的幅度。起振時Uo=0，達到穩定振蕩時Uo=B。放大電路中存在噪聲即瞬態擾動，這些擾動可分解為各種頻率的分量，其中也包括有fo分量。選頻網絡：把fo分量選出，把其他頻率的分量衰減掉。這時，只要：|AF|>1，且A+B=2n，即可起振。3、說明基本放大電路Ao反饋電路F2：如何穩幅？起振后，輸出將逐漸增大，若不采取穩幅，這時若|AF|仍大于1，則輸出將會飽和失真。四、說明基本放大電路Ao反饋電路F達到需要的幅值后，將參數調整為AF=1，即可穩幅。具體方法將在后面具體電路中介紹。起振并能穩定振蕩的條件：1電路組成

圖7-21RC橋式振蕩電路下一頁上一頁

7.6RC橋式振蕩電路

圖7-21所示為由運算放大器構成的RC橋式振蕩電路，圖中RC串并聯選頻網絡接在運算放大器的輸出端和反向輸入端之間，構成負反饋。正反饋電路與負反饋電路構成一文氏電橋電路，運算放大器的輸入端和輸出端分別跨接在電橋的對角線上，所以，把這種振蕩電路稱為RC橋式振蕩電路。2.RC串并聯選頻網絡由相同的RC組成的串并聯選頻網絡如圖7-22所示，Z1為RC串聯電路，Z2為RC并聯電路。+

-+-CRCRZ1Z2圖7-22RC串并聯選頻網絡由圖7-22可得RC串并聯網絡的傳遞函數為下一頁上一頁當時，達到最大值并等于1/3，相位移為，輸出電壓與輸入電壓相同，所以RC串并聯網絡具有選頻作用。

下一頁上一頁(a)幅頻特性(b)相頻特性圖7-23RC串并聯網絡幅頻特性和相頻特性4穩幅措施R++∞RF2R1CRC–uO–+VD1VD2RF1穩幅環節利用二極管的正向伏安特性的非線性自動穩幅。在起振之初，由于uo幅值很小,尚不足以使二極管導通，正向二極管近于開路此時，RF>2R1。隨著振蕩幅度的增大，正向二極管導通，其正向電阻逐漸減小，直到RF=2R1，振蕩穩定。

圖7-25RC正弦波振蕩電路仿真實驗結果5輸出頻率的調整：通過調整R或/和C來調整頻率。C：雙聯可調電容，改變C，用于細調振蕩頻率。K：雙聯波段開關，切換R，用于粗調振蕩頻率。_+RFuoRCCRKKR1R1R2R2R3R3【例7-2】

在圖7-26所示電路中，已知電容的取值分別為0.02F、0.2F、2F和20F，電阻R=100，電位器RW=20k。試求f0的調節范圍。

解由于，所以f0的最小值為f0的最大值為f0的調節范圍為0.79Hz～79.6kHz。7.7LC正弦波波振蕩電路

RC振蕩電路產生的頻率一般在1MHz以下，要產生更高頻率的正弦波，則可采用LC正弦波振蕩電路。LC正弦波振蕩電路最高可產生1

000MHz以上的正弦波。由于普通運算放大器的頻率上限不高，而高速集成運放價格較高，所以LC正弦波振蕩電路一般采用分立元件。LC正弦波振蕩電路的選頻網絡為LC反饋網絡。LC振蕩電路分為變壓器反饋式LC振蕩電路、電感三點式LC振蕩電路、電容三點式LC振蕩電路。7.7.1LC選頻電路

LC選頻放大電路中，經常使用的諧振回路是如圖7-27所示的LC并聯諧振電路。圖中R表示回路和回路所帶負載的等效總損耗電阻。

圖7-27LC并聯電路

在圖7-27所示圖中，當頻率很低時，電容的容抗很大，電感的感抗很小，故并聯電路阻抗主要取決于電感支路，即總阻抗為感性，且隨著頻率的降低，阻抗值愈來愈小；當頻率很高時，并聯電路阻抗主要取決于電容支路，即總阻抗為容性，隨著頻率的升高，阻抗值也愈來愈小。頻率特性如圖7-28所示。圖7-28LC并聯網絡的的頻率特性

可以證明，只有在中間某一個頻率ｆ=時，電路發生并聯諧振。此時阻抗為純阻性，且等效阻抗接近達到最大值，幅值恒定的電流源激勵出最大的電壓響應，電感和電容支路的電流都達到最大值。但由于和大小相等，相位相反，它們相互抵消，比諧振回路的輸入電流大得多，即諧振回路的外界影響可以忽略。此外，幅頻特性表明，當外加電流源頻率偏離諧振頻率時，選頻電路的等效阻抗迅速減小，表示幅值恒定的電流源所激勵出的電壓響應，將隨著頻率的偏離而迅速減小。幅頻特性愈尖銳，選頻性能愈好。1電路組成

變壓器反饋式正弦波振蕩電路如圖7-29（a）所示，圖（b）為振蕩器的交流通路。

圖7-29變壓器反饋LC振蕩電路

7.7.2變壓器反饋式LC振蕩電路

2振蕩頻率和起振條件

相位平衡條件：在圖7-29（b）中,共發射極放大器反相180°，即φA=180°。變壓器同名端如圖中所示，所以L2繞組又引入180°的相移，即φF=180°。因此，φA+φF=360°，電路滿足相位平衡條件。合理選擇變壓器的變比，很容易滿足振幅條件。所以電路滿足振蕩條件。

變壓器反饋式振蕩電路易于產生振蕩，輸出電壓的失真不大。由于輸出電壓與反饋電壓靠磁路耦合，因而損耗較大。振蕩頻率的穩定性不高。振蕩頻率幾十K~幾MHz。

從分析相位平衡條件的過程中可以看出，只有在諧振頻率ｆ0時，電路才滿足振蕩條件，所以振蕩頻率就是LC回路的諧振頻率，即：1234初級線圈次級線圈同名端1234+–+–

在LC振蕩器中，反饋信號通過互感線圈引出互感線圈的極性判別-+uiLCfu7.7.3電感三點式振蕩電路

電感三點式振蕩電路，就是與發射極相連接兩個電抗元件同為電感，另一個電抗元件為電容。即X1與X2為電感，X3為電容。電路如圖7-30所示。圖7-30電感三點式振蕩電路（1）相位條件，設從反饋線的b點處斷開，同時輸入vb為（+）極性的信號。由于在純電阻負載的條件下，共射電路具有倒相作用，因而集電極電位瞬時極性為（?），又因2端交流接地，因此3端的瞬時電位極性為（+），即反饋信號與輸入信號同相，故為正反饋，滿足相位平衡條件。

2.振蕩條件分析

（3）振蕩頻率當振蕩回路的Q值很高時，振蕩頻率近似等于LC并聯諧振回路的固有頻率，即：

式中L=L1+L2+2M（2）幅度條件。從圖7-30（b）可以看出，反饋電壓是取自電感L2兩端，加到晶體管的輸入端，因而改變線圈抽頭的位置，即改變L2的大小，就可調節反饋電壓的大小。當滿足的條件時，電路便可起振

3電路特點由于反饋電壓取自電感L2兩端，對高次諧波的電抗很大，不能將高次諧波濾除，因此輸出波形中含有高次諧波，振蕩器的輸出波形較差。若改變電感抽頭，即改變L2/L1的比值，可以獲得滿意的正弦波輸出，且幅度較大。調節頻率方便。采用可變電容，可以得到較寬的頻率調節范圍。一般用于產生幾十兆赫茲以下頻率的信號。由于電感三點式振蕩器的輸出波形較差，且頻率穩定度不高，因此通常用于要求不高的設備中。7.7.4電容三點式振蕩電路

電容三點式振蕩器，就是與發射極相連接的兩個電抗元件同為電容，另一個電抗元件為電感。即X1、X2為電容，X3為電感。電路如圖7-31所示。圖7-31電容三點式振蕩電路

（1）相位條件，電容三點式和電感三點式一樣，都具有LC并聯回路，因此，電容C1、C2中的3個端點的相位關系與電感三點式也相似。斷開反饋，輸入vb為（+）極性的信號，判斷出C2上所獲得的反饋電壓的極性與輸入電壓相同，滿足相位條件，各點瞬時極性如圖7-31（a）所示。

2.振蕩條件分析

（3）振蕩頻率由于總電容C是C1、C2串聯得到的，即，所以振蕩頻率為

（2）幅度條件。由圖7-31的電路可看出，反饋電壓取自電容C2兩端，因此適當地選擇C1、C2的數值，并使放大器有足夠的放大量，電路便可起振。3電路特點由于反饋電壓取自C2兩端，因為電容是高通元件，對高次諧波的電抗很小，所以輸出波形中的高次諧波分量小，振蕩器輸出的電壓波形比電感三點式好。因為電容C1、C2的容量可以選得很小，并將放大管的極間電容也計算到C1、C2中去，因此振蕩頻率較高，一般可以達到100MHz以上。對于振蕩頻率的調節，若用改變C1或C2的方法，會影響反饋的強弱，這是不可取的。通常是固定C1、C2，另外用一個可變電容并接在電感L的兩端，以調節，此時，回路的總電容量為C1與C2串聯再與并接在L上的可變電容并聯。三點式振蕩電路實際上就是將電路中三極管的3個電極分別接到諧振回路的3個端點上，三點式電路的交流通路的一般形式如圖7-32所示。圖7-32中，用X1、X2、X3分別表示諧振回路的3個電抗元件。電感三點式X1、X2都是感抗，電容三點式X1、X2都是容抗。可以證明，三點式振蕩電路的相位平衡條件判斷法則如下所述。圖7-32三點式振蕩器的一般組成

由于放大器的輸出電壓與輸入電壓反相，因而要滿足起振的相位條件，必須要求(即為)與反相。根據上式可見，X1與X2應為同性質電抗，而X3就必須是異性電抗，才能滿足回路所有電抗總和為零的要求。這就是三點式電路的組成法則。綜上所述，三點式振蕩器的相位條件判斷法則為：X1與X2為同性電抗元件，或者說，與發射極相連接的為同性電抗X3與X1、X2互為異性電抗，或者說，不與發射極相連接的為異性電抗。【例7-3】

試用相位平衡條件判斷圖7-33電路是否滿足振蕩條件，若滿足，指出它屬于哪種類型的振蕩電路，并計算其振蕩頻率f0。圖7-33例7-3圖圖7-34圖7-33的交流通路解：在如圖7-33所示電路中，Cb、Ce的容量遠大于C1、C2，故為旁路電容，對交流信號可視為短路，電源也視為短路，忽略直流偏置電阻，得到它的交流通路，如圖7-34所示。顯然該電路屬于電容三點式振蕩電路，滿足相位平衡條件。振蕩頻率可根據式（7-31）求出，即

7.8石英晶體振蕩電路

1．石英晶體的基本特性和等效電路石英晶體的主要成分是SiO2，是一種各向異性的結晶體，它是礦物質硅石的一種，也可以人工制造，其化學、物理性質都相當穩定。從一塊晶體上按一定的方位角切下的薄片，稱為晶體片（有時也切成棒狀），再在晶體片的兩個對應表面上鍍銀并引出兩個金屬電極，最后用金屬外殼封裝而成。石英晶體的外形、結構和電路符號（a）外形；（b）結構；（c）電路符號石英晶體是靠壓電效應產生諧振的。所謂壓電效應，即在石英晶體的極板間施加電場，能使晶體產生機械變形；反之，在極板間施加機械力，又會在相應的方向形成電場。如果在極板之間加一交變電場，則會在晶體內產生與電場頻率相同的機械變形振動；同樣，機械變形振動又會引起石英切片表面產生交變電場。在用石英晶體構成回路時，回路中若有交變電流流過石英晶體，則晶體機械變形的振幅與此電流的頻率有關。在一般情況下，這個機械變形的振幅及交變電場的振幅都很微小，只有當外加電壓頻率與晶體的固有頻率相等時，機械變形的振幅才能達到最大，回路交變電流也達到最大值，這種現象稱為壓電諧振。當石英晶體不振動時，可等效為一個平板電容C0，稱為靜態電容，其值取決于晶體的幾何尺寸和電極面積，一般為幾到幾十皮法（pF）；當晶體產生振動時，機械振動的慣性等效為電感L，其值為幾毫亨到幾十毫亨（mH），晶體的彈性等效為電容C，其值僅為0.000

2～0.1pF，因此，。晶片的摩擦損耗等效為電阻R，其值約100。圖7-35（a）所示是晶體的等效電路。由于晶體的等效電感L很大，C很小，R也很小，所以回路的品質因數Q很大，可達104～106。因此，可以組成振蕩頻率穩定度很高的振蕩電路。圖7-35石英晶體的等效電路和電抗頻率特性（a）石英晶體的等效電路；（b）電抗頻率特性由等效電路可知，石英晶體有兩個諧振頻率：R、L、C串聯支路發生諧振時的串聯諧振頻率fs和R、L、C串聯支路與C0組成的并聯回路發生諧振時的并聯諧振頻率fp。當忽略損耗電阻R時，有（7-32）（7-33）由如圖7-35（b）所示石英晶體電抗特性曲線可知，當f=fs時，阻抗為0，相當于短路；當f=fp時，電路為電阻性，阻抗很高；fs＜f＜fp時，等效為電感性；當f在fs與fp之外，電路則呈電容性。（1）并聯型石英晶體振蕩電路并聯型晶體振蕩器實際上是用一個石英晶體代替了電容三點式電路中的電感，其交流通路如圖（b）所示。石英晶體諧振器在電路中雖然作為電感元件使用，但它的振蕩頻率主要取決于石英晶體的振蕩頻率，這時因為石英晶體的等效電容C遠小于電容C1和C2，所以C1和C2對f0的影響是非常小的。