..4RCD鉗位電路4.1基本原理分析由于變壓器漏感的存在,反激變換器在開關管關斷瞬間會產生很大的尖峰電壓,使得開關管承受較高的電壓應力,甚至可能導致開關管損壞。因此,為確保反激變換器安全可靠工作,必須引入鉗位電路吸收漏感能量。鉗位電路可分為有源和無源鉗位電路兩類,其中無源鉗位電路因不需控制和驅動電路而被廣泛應用。在無源鉗位電路中,RCD鉗位電路因結構簡單、體積小、成本低而倍受青睞。RCD鉗位電路在吸收漏感能量的時候,同時也會吸收變壓器中的一部分儲能,所以RCD鉗位電路參數的選擇,以及能耗到底為多少,想要確定這些情況會變得比較復雜。對其做詳細的分析是非常必要的,因為它關系到開關管上的尖峰電壓,從而影響到開關管的選擇,進而會影響到EMI,并且,RCD電路設計不當,會對效率造成影響,而過多的能量損耗又會帶來溫升問題,所以說RCD鉗位電路可以說是很重要的部分。圖9圖10圖11反激變換器RCD鉗位電路的能量轉移過程可分成5階段,詳細分析如下：1t0-t1階段。開關管T1導通,二極管D1、D2因反偏而截止,鉗位電容C1通過電阻R1釋放能量,電容兩端電壓UC下降；同時,輸入電壓Ui加在變壓器原邊電感LP兩端,原邊電感電流ip線性上升,其儲能隨著增加,直到t1時刻,開關管T1關斷,ip增加到最大值。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖2<a>所示。2t1-t2階段。從t1時刻開始,開關管進入關斷過程,流過開關管的電流id開始減小并快速下降到零；同時,此階段二極管D2仍未導通,而流過變壓器原邊的電流IP首先給漏源寄生電容Cds恒流充電<因LP很大>,UDS快速上升<寄生電容Cds較小>,變壓器原邊電感儲存能量的很小一部份轉移到Cds；直到t2時刻,UDS上升到Ui+Uf<Uf為變壓器副邊向原邊的反饋電壓>。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖2<b>所示,鉗位電容C1繼續通過電阻R1釋放能量。3t2-t3階段。t2時刻,UDS上升到Ui+Uf后,D2開始導通,變壓器原邊的能量耦合到副邊,并開始向負載傳輸能量。由于變換器為穩壓輸出,則由變壓器副邊反饋到原邊的電壓Uf=n<Uo+UD><Uo為輸出電壓,UD為二極管D2導通壓降,n為變壓器的變比>可等效為一個電壓源。但由于變壓器不可避免存在漏感,因此,變壓器原邊可等效為一電壓源Uf和漏感Llk串聯,繼續向Cds充電。直到t3時刻,UDS上升到Ui+UCV<UCV的意義如圖1<b>所示>,此階段結束。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖2<c>所示,鉗位電容C1依然通過電阻R1釋放能量。由于t1-t3階段持續時間很短,可以認為該階段變壓器原邊峰值電流IP對電容Cds恒流充電。4t3-t4階段。t3時刻,UDS上升到Ui+UCV,D1開始導通,等效的反饋電壓源Uf與變壓器漏感串聯開始向鉗位電容C1充電,因此漏源電壓繼續緩慢上升<由于C1的容量通常比Cds大很多>,流過回路的電流開始下降,一直到t4時刻,變壓器原邊漏感電流ip下降到0,二極管D1關斷,開關管漏源電壓上升到最大值Ui+UCP<UCP的意義如圖1<b>所示>。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖2<d>所示。5t4-t5階段。t4時刻,二極管D1已關斷,但由于開關管漏源寄生電容Cds的電壓UDS=Ui+UCP>Ui,將有一反向電壓加在變壓器原邊兩端,因此,Cds與變壓器原邊勵磁電感Ls及其漏感Llk開始諧振,其能量轉移等效電路如圖2<e>所示。諧振期間,開關管的漏源電壓UDS逐漸下降,儲存于Cds中的能量的一部份將轉移到副邊,另一部分能量返回輸入電源,直到t5時刻諧振結束時,漏源電壓UDS穩定在Ui+Uf。由于此階段二極管D1關斷,鉗位電容C1通過電阻R1放電,其電壓UC將下降。結合圖1和圖2進行分析可知：如果反饋電壓大于鉗位電容電壓,則在整個開關關斷期間,回饋電壓一直在向RCD鉗位電路提供能量,而該能量最終將被電阻R1消耗,因而將產生巨大的損耗。以上的分析是XX科技大學電氣與控制工程學院劉樹林教授于20XX發表在點擊工程學報上的一篇關于RCD鉗位電路的論文。他的分析很詳細,也很直觀,也都是對的。是我在網絡上能找到的最好的關于RCD鉗位電路的分析。我也參考了PI與仙童公司給出的設計參考,以及網絡上網友歸納的一些觀點與計算公式。但是我必須說,這些參考文獻給出的計算方法,沒有一個是可以直接應用的,至少在這個使用ssl4101t的電源方案中,計算值與實際值出入非常大。4.2元件參數設計計算下面我說下,我參考了各種資料以及自己分析出的一種計算方法。流入鉗位電路的能量在傳遞到RCD鉗位電路后,所有的文獻都說,漏感能量損耗在了電阻R上,可以這么說,但是如果以這個為依據對鉗位電阻的阻值進行計算設計,這樣的做法是不對的,因為,這樣計算出來的電阻值不能保證,鉗位電路上的電壓波動在預想的范圍內,范圍波動的變化會影響到計算時所預計的箝位電壓值,導致整個設計完全失敗。所以電阻值的計算只有一個依仗,就是RC一階電路的理論,在前面已經介紹了。這個電阻值的設計在于一個周期所期望的壓降,這個壓降由RC緩沖電路的放電速度限定。而當電阻的阻值并非由功率設定時,那么電阻上的功率只由電阻的上的壓降以及其阻值決定。由上面的分析,設鉗位電壓最高值為,最低值為,注意這里的最高值和最低值都是電容兩端的壓降值。可得以下三個公式：〔4-1〔4-2〔4-3可以肯定的是,電容會將流入鉗位電路的能量充分吸收,所以電容值C通過能量來確定。則下面有：〔4-4從能量上考慮,RCD鉗位電路必然要吸收漏感的能量,但是,這個漏感能量在傳遞到RCD鉗位電路之前,是有損耗的,損耗在于MOS管的輸出電容上,也就是Coss,因為,漏感能量要先給它充能,使得它兩端的電壓能達到鉗位電路的鉗位電壓,達到了鉗位電壓后,二極管才會導通,接著才是漏感能量向鉗位電路傳遞能量,但是在MOS管輸出電容上損耗的能量是非常小的,大概在漏感能量的3%左右,所以可以忽略不計。還有一點非常重要,漏感電流在流入鉗位電路的過程中,反射電壓會對其做功,在上面的等效圖上,看上去反射點呀是不會對漏感電流做功的,但是實際的情況是,初級漏感并非是在初級電感之后的小尾巴,它存在于初級電感的每一處,所以反射電壓是確確實實的加在了漏感身上,那么當漏感激發出電流時,反射電壓就會對其做功。在《開關電源A到Z》中,是這么描述這一情況的,并且還給出了相應的公式。一次繞組與漏感串聯,故較短時間內,漏感一直都在試圖復位。變壓器一次繞組被迫跟著變化并且連續提供此串聯電流,通過齊納管續流。雖然可以肯定一次繞組總是試圖通過二次側續流,但一部分能量還是被轉入齊納管鉗位電路,直到漏感完全復位。換句話說,一次電感中有些能量被串聯的漏感"迅速拿走",并連同漏感本身所具有的的能量,一起通過齊納管電路續流。〔P94〔4-5其中為反射電壓,為鉗位電壓從最大到最小的平均值。到這里,所需要的公式已經全部出現了,但是我還是要推導一下,4-5式是如何來的。漏感電流從最大值到最小值所需要經過的時間設為t0,漏感電流的函數為,則有：〔4-6所以也就可以知道漏感電流降為0的時間：〔4-7那么反射電壓對漏感電流做功為：〔4-8則：〔4-9將4-7式帶入4-9式有：〔4-10再加上漏感本身能量,就有：〔4-11從4-11式可以看出,選定的鉗位電壓值越小,越接近反射電壓,那么損耗的功率也就越大,而當選擇的鉗位電壓值越大,損耗的功率也就越小,但是這時候MOS管兩端的電壓尖峰也就越高,因為若要二極管關斷截止,那么MOS管D極的電壓值必須要等于鉗位電容上的鉗位電壓最大值。而在實際使用這個公式去計算的時候,發現了一個問題,那就是,計算的能量值與實際流入RCD鉗位電路的能量值相比,計算值明顯大了不少,也就是說,并非所有的損耗能量都進入了鉗位電路,很大一部分消耗在別的元件器件上以及寄生參數上,還有一部分回饋給了電網。在PI公司給的鉗位電路設計參考中,對這一點有所提及。具體情況如下：PI公司將不同功率的電源,鉗位電路中所消耗的能量進行了劃分。在這個案例中輸出功率是大于90w的,但是實際情況并非PI所預計的。下面給出這個案例中,電阻使用100千歐,電容2.2納法,二極管為ESIJ,反向恢復速度為35納秒的超快速二極管的實測鉗位電路波形。圖表12以及相對應的MOS管兩端電壓波形：圖13以及,使用500ns回復時間的GROMA二極管時鉗位電容的波形：圖14使用GROMA時,MOS兩端電壓波形：圖15下面再給出,當負載為空載時,鉗位電容上的波形：圖16如上各圖所示,對于2.2納法,100千歐的RC組合,測試的結果是從173v到145v,那么就可以計算其中所蘊含的能量,大概為理論計算的0.7倍,經過多次試驗,不同的RC組合驗證,這個理論與實際之間的系數大概在0.6到0.7.下面根據系數0.7,設計一個從155V下降到135V的RC組合,利用前面給出的公式,先根據下降的幅度,計算出所需RC值,再通過4-11計算出理論能量值,并計算出大概的實際值,再由公式4-4計算出所需的電容值,再由之前計算的RC值求出電阻值。得出結果為4.6納法和24千歐。下面給出使用4.7納法,30千歐的RC組合得出的波形圖,電阻適當增加,是對在二級管導通瞬間,瞬間流出鉗位電路能量的一種適當補償。圖17再給出對應的MOS管兩端電壓：圖184.3注意事項二極管的選擇在這個電源案例里,使用的二極管為GROMA,反向恢復時間為500ns。二極管在反向恢復完成前,它的正反向都是相當于導通狀態的,這在RCD鉗位電路里,會造成一種情況,就是充入鉗位電路里的能量會迅速的在反向恢復完成前流出來〔這時候,可以認為漏感與鉗位電容產生了震蕩,而且頻率非常高,可以計算出來,逸散在電路的寄生參數與其他元件上,也有一部分會返還給電網,提升了效率。同時,反向恢復時間短的二極管比反向恢復時間長的二極管的等效電阻與寄生電容小,所以,使用相對慢一些的二極管會對漏感能量起到一種消耗作用,這減小了漏感尖峰。但是,慢一些的二極管,會讓本來預計好的鉗位電壓值下滑,箝位電壓值下滑在前面的分析中已經說明,這會讓漏感電流從變壓器中抽取更多的能量。而著意使用較慢的二極管這種設計方法由來已久,在網上對其效果的討論表明很多電源很多工程師都是采用這種方法的。但是在PI給出的設計參考中,特別提到了這種設計方法,它給出的建議是,除非在很肯定的情況下,