最近這幾年充電模塊是熱門，從最開始的7.5kW、10kW到后面的15kW、20kW，功率等級不斷的提高。市場上的充電模塊絕大部分都是三相輸入，PFC部分也基本都是采用的三相無中線VIENNA結構的拓撲。借這次技術分享的機會，分享一下個人對「三相VIENNA拓撲」的理解，希望和大家一起探討交流。我會從以下幾個方面進行說明：①主電路組成②工作原理③控制模式④控制地的選擇⑤母線均壓原理⑥原理仿真一、主電路的組成如圖所示，是三相VIENNAPFC拓撲的主電路，大致如下：

o^YYYY1AXX±￡T二苞一!^1%卓o^YYYY1AXX±￡T二苞一!^1%卓上3「hrw-phgcJhriv-lsHbeosi.l)pcrcctitkr..三相二極管整流橋，使用超快恢復二極管或SiC二極管；.每相一個雙向開關，每個雙向開關由兩個MOS管組成，利用了其固有的反并聯體二極管，共用驅動信號，降低了控制和驅動的難度。相比其他組合方案，具有效率高、器件數量少的優點；.電流流過的半導體數量最少，以a相為例：?雙向開關Sa導通時，電流流過2個半導體器件，euo=0，橋臂中點被嵌位到PFC母線電容中點；?雙向開關關斷時，電流流過1個二極管，iu>0時euo=400V,iu<0時euo=-400V,橋臂中點被嵌位到PFC正母線或負母線。

二、工作原理電路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通斷，來控制PFC電感的充放電，由于PFC的PF值很接近1，在分析其工作原理時可以認為電感電流和輸入電壓同相，三相點平衡，并且各相差120度；.主電路的等效電路①三相三電平Boost整流器可以被認為是三個單相倍壓Boost整流器的Y型并聯；②三個高頻Boost電感，采用CCM模式，減少開關電流應力和EMI噪聲；③兩個電解電容構成電容中點，提供了三電平運行的條件；

這個eun的表達式非常重要。.主電路的開關狀態三相交流電壓波形如下，U、V、W各相差120度三相交流電壓波形通過主電路可以看出，當每相的開關Sa、Sb、Sc導通時，U、V、W連接到電容的中點O，電感La、Lb、Lc通過Sa、Sb、Sc充電，每相的開關關斷時，U、V、W連接到電容的正電平（電流為正時）后者負電平（電流為負時），電感通過D1-D6放電，以0~30度為例，ia、ic大于零，ib小于零。每個橋臂中點有三種狀態三個橋臂就是3人3=27種狀態，但不能同時為PPP和NNN狀態，故共有25種開關狀態（見下期下載鏈接）。.主電路的發波方式主電路的工作狀態與發波方案有較大的關系采用不同的發波方案會在每個周期產生不同的工作狀態。一般Vienna拓撲采用DSP數字控制，控制靈活，可移植性強。①采用單路鋸齒波載波調制電流環控制器輸出的調制信號被饋送給鋸齒波載波，保持恒定的開關頻率；在0?30度這個扇區內，每個周期產生4個開關狀態，由于波形不對稱，電流波形的開關紋波的諧波比較大；采用該種方式進行調試，橋臂中點線電壓的最大步進是2Ed（Ed為母線電壓的一半，400V）；

②采用相位相差180度的高頻三角載波，當對應的輸入電壓是正半周的時候，采用Trg1,當對應的輸入電壓是負半周的時候采用Trg2，每個周期產生8個開關狀態，與傳統的控制方案產生4個開關狀態相比，8個開關狀態相當于頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對THD指標有好處;上一張仿真的波形:上面我們提到，三相三電平PFC可以看作是三個單相的PFC,每個單相相當于由兩個Boost電路組成，在交流電壓的正負半周交替工作，正半周如下所示：以a相為例，驅動信號為高時，則開關管Q1導通（交流電壓的正半周）或者Q2導通（交流電壓的負半周）；驅動信號為低時，開關管Q1和Q2都關斷。電壓正半周時，a相上橋臂二極管導通；電壓負半周時，a相下橋臂二極管導通。通過上面的分析，采用移相180度的三角載波進行調制，在0?30度的扇區內有8種開關狀態，4種工作模式ONO,ONP,OOP,POP。①ONO工作模式a相和c相導通，b相截至，U和W電壓為0，V點電壓-400V；該工作狀態只給C2進行充電;

②ONP工作模式a相導通，b相和c相截至；U點電壓為0,V點電壓為-400V,W點電壓為+400V;③OOP工作

U和V點電壓為0,W點電壓為+400V;4WYti4WYti④POP工作模式U和W點電壓為+400V,V點電壓為0，該工作模式只給C1進行充電;當然，這只是在0?30度扇區的工作狀態。其實在整個工頻周期，是有25個工作狀態的。ONO和POP這兩種工作模式只給C1或C2充電的狀態對后面母線電壓均壓起決定性的作用。我們知道，DSP的PWM模塊的載波方式不能改變，一般是無法使DSP產生幅值相同、相移180度的載波時基.可以用正負半周不同方式實現，具體實現方式如下：在正半周的時候跟CMPR+比較，在負半周的時候跟CMPR-比較。正半周的時候低有效，負半周的時候高有效。這樣就可以產生180度的相移了其中CMPR-是PI計算出來的值，而CMPR+=PRD-CMPR-三、控制模式我們知道，這種控制電路一般采取雙環的控制方式，即電壓外環+電流內環。電壓外環得到穩定的輸出直流電壓，供后級電路的使用（如ThreeLevelLLC、PSInterleaveLLC、PSFB

等)，電流內環得到接近正弦的輸入電流，滿足THD和PF值的要求。1證拿閭蜩出電任:黎身2上位黑祥電生怕液申豐I壬班路野償上3蹄人立盅電壓率理B悔I琳7財入電;王果祥M人互設聚置后精空壑品自電蹲定理1曳舊正來隹11電淵耳1?握誠方要1M.PW產生其實數字控制無非就是把模擬的方案轉換為數字的運算，其中最經典可以參考TI的UC3854，利用它的控制思想來實現數字化。PFC母線輸出電壓經過采樣和濾波，由DSP的ADC采樣到DSP內部，與電壓給定信號進行比較產生誤差后經過Gvc(s)補償后輸出一個A信號然后通過乘法器與交流AC電壓相乘得到電流的給定信號，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，鯉源輸入端的PF值接近1；將采樣的電感電流波形與電流給定進行比較得出誤差，經過Gic(s)補償器進行補償后得到電流環的輸出值，該值直接與三角波進行調制，得到PWM波形，控制電壓和電流；大致的控制框圖可以用下圖來簡化表示；其中：Gcv(s)電壓環的補償函數Gci(s)為電流環的補償函數Hi(s)為電流環采樣函數Hv(s)為電壓環采樣函數Gigd(s)為電感電流對占空比D的函數四、控制地AGND的選擇在傳統的單相有橋PFC中，一般把PFC電容的負極作為控制AGND,因為該點的電壓通過整流橋跟輸入的L、N相連。口當輸入為正半周時，AGND為整流橋鉗位在N線;口當輸入為負半周時，AGND被整流橋鉗位在L線；所以母線電容的負極地AGND（相當于PE）是一個工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz的交流電，所以相對還是比較穩定的，可以作為控制電路的控制地。但是相比較ViennaPFC就不一樣了，母線電容的中點相對與工頻電壓中點（PE）是一個開關級的5電平高頻變動的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這里的Vo代表母線電壓的一半，典型值400V），如果以如此大的高頻波動去作為控制地的話，那么噪聲和共模干擾就會非常大，可能會導致采樣電壓和驅動不準確，嚴重影響到電路的可靠性。由于電容中點的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以人為的構建一個虛擬的地來作為控制地AGND?我們可以采用在三相輸入之間通過分壓電阻相連，采用Y型接法來產生虛擬地作為控制地。不過構建了這個控制地后，那么其他所有的采樣、驅動都要以差分和隔離的方式相對于這個控制地來工作。采用這種方法，是不是完美的把電容中點O與控制地AGND分開了，避免了高頻劇烈變動帶來的干擾。

3■—3■—ALM)五、母線均壓我們知道，三相ViennaPFC拓撲的母線電壓800V是由兩個電容C1和C2串聯進行分壓，電容中點的電位O由電容的充放電決定，兩個電容的電壓應該保持均衡以保持真實的三電平運行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至會影響到電路的完全性。三相三電平PFC正負母線的均衡度會影響PFC的性能：①輸入電流THD②功率開關管和二極管的應力（本身以及后級功率電路）③動態時母線電容容易過壓電容中點的電位偏差與PFC正負母線電容的充放電過程相關，通過附件開關狀態可以看出，a組和z組工作狀態沒有電流流入或流出電容中點，因此兩個電容的充放電是一樣的，不會產生偏壓。只有b、c、d組的開關狀態才會影響到PFC母線電容充放電的差異，產生偏壓。

根據前面的工作原理分析，POP工作狀態只給電容C1進行充電，ONO工作狀態只給電容C2進行充電，故可以根據這兩個工作狀態來控制中點電位，在控制中可以調節ONO和POP兩個工作狀態的作用時間來進行均壓。-4-4鄴這個時候可以在整個控制環路中添加一個偏壓環，用于調節ONO和POP的作用時間，來進行母線電壓的均壓作用。具體實施方法:分別對正母線和負母線進行采樣，然后得出差值（直流分量），該差值經過偏壓環的補償器調節之后疊加到輸入電流參考正弦波經過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環的給定，以此來改變ONO和POP的作用時間，改善PFC母線均壓。如下圖所示：compa、compb和compc分別是每相的電流環計算出來的結果，以0?30度扇區為例，當正母線相對于中點的電壓低于負母線時，正半波的給定變小，負半波的給定變大，POP工作狀態的時間變長，給正母線電容的充電時間變長；ONO工作狀態的時間變短，給負母線電容的充電時間變短。當正母線相對于中點的電壓高于負母線時，正半波的給定變大，負半波的給定變小，POP的作用時間變長，給正母線電容充電的時間變短，ONO的作用時間變長，給負母線的充電時間變長。圖中comp值實線代表上個周期的值，虛線代表當周期需要的值；陰影部分代表變化的時間；以上說明的是主功率回路正常工作時候可以通過調節來控制PFC母線電容的均壓，但是當模塊起機的時候呢？可以采用輔助電源直接從+400V?-400V之間進行取電，由于電容有差異性，內阻不可能完全相等，也會差生偏壓。還有一個是要采用更高等級的MOSFET，成本高，而且現在充電模塊的待機損耗也是一個問題，很多客戶要求模塊的待機損耗不能超過多少。當然還有另一種輔助電源取電方式，也是現在廠家主流的方式。就是正負母線均掛一個輔助電源，在起機的時候通過充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰的母線電壓高，就采用誰供電，這樣可以很好的保證模塊在起機過程中的均壓效果；在模塊正常工作起來以后，也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒有這種效果。

六、原理仿真1.輸出電壓波形六、原理仿真1.輸出電壓波形.仿真波形輸入電流波形，參數沒有調好，將就著看吧。.橋臂中點的線電壓輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調制系數m,m=Vlp/2Ed;其中Vlp是線電壓的峰值。整流器可以被認為是與市電通過PFC電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點線電壓也應該為正弦波形。而實際情況下橋臂中點線電壓是正弦PWM波形，諧波分量和最大步進是兩個主要考慮的因素。①當輸入線電壓峰值大于Ed時，橋臂中點線電壓電壓波形euv，是一個5階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，±800V，步進是400V；

②當輸入線電壓峰值小于Ed時，橋臂中線線電壓波形是一個3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，步進為400V；橋臂中點相對于市電中點的電壓波形eun，是一個9階梯的電壓波形；幅值為0，士133V，±266V，±400V，最小步進是133V，最大步進是266V；由于功率開關管和散熱器之間有寄生電容，這個階梯信號會產生共模噪聲；

電容中點O相對于市電中點的電壓波形eon，是一個5階梯波形，幅值為0,±133V,±266V，步進為133V；隨著電動汽車的火熱發展，充電樁和車載充電器的方案已經成為市場的熱點。此類應用中，其輸入電壓大都是三相交流輸入，經過三相PFC后，直流母線電壓會高到7,800V，如此高的直流母線電壓給后級的DC/DC變換器的設計帶來極大的挑戰。

首先是器件的選擇，800V的母線電壓，要求DC/DC的Mosfet的額定電壓至少需要1000V，而在這個電壓等級下的MOS管選擇非常有限。所以，目前大多數方案采用的三電平電路，用兩個600V的Mosfet串聯，來解決高母線電壓帶來的MOS管應力問題。其次是高壓下的開關損耗很大，使得我們必須選擇軟開關的電路拓撲。LLC變換器可以在全負載范圍內實現ZVS，使高壓輸入下，高開關頻率成為可能。下圖給出了典型三電平全橋諧振變換器的電路。BWVdC娟MOS47N-6QG3&MVMO-5JTN&0C3「沁網”二￡nBWVdC娟MOS47N-6QG3&MVMO-5JTN&0C3「沁網”二￡n"沁?r站C!；'MOS4TN6D公三電平全橋LLC變換器三電平變換器有其獨有的優點，比如每個Mosfet只需要承受一半的輸入電壓；當然，也有缺點，比如每個橋臂需要4個MOSFET以及各自的驅動，增加了系統復雜度，再比如每個橋臂需要各自的鉗位二極管，增加了系統成本。本文中，將介紹我們8KWLLC變換器的設計方案。使用Cree的1200V碳化硅Mos管代替上圖中兩個串聯的MOS，三電平變換器簡化成傳統兩電平全橋變換器，如下圖。同時，我們將開關頻率設定到160KHz，減小了磁性器件和整個變換器的體積。SiGMOSC2M01S012Gd8KW碳化硅全橋LLC解決方案65DVT00V W CJD16060DnSiGMOSC2M01S012Gd8KW碳化硅全橋LLC解決方案65DVT00V W CJD16060DnC3D1606QD心加3CZMQ1酬'苛C3Q4F C2MO1-6O12ODQ1,一,ISiCNOS這里先傳一張我們的樣機圖片充電模塊生產廠家序號品牌功率型號前級PFC方案后級dc-dc方案+E+々體積功率密度中rr匚匕法 A 1英飛源(kW)1C；RF(^cnn/in\/X/TEMMA三由平移+口全+橋?電壓1匚八\/」人.電JILf)OCA”6深one高?4(ei113)"7/ICOco(w/em3)。nnn1-2—15151REG50040VDEG75030VVILNNAV/TLNNA——電1移相全力三由平移+口全+橋15UVUC55UVUC150V/dc..750V/dc0 35/A0 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各主流充電機模塊的型號、技術方案，技術參數和尺寸等相關參數如下表所示:二、充電模塊的主流拓撲1、前級PFC的拓撲方式：（1）三相三線制三電平VIENNA：Ua

0①EMIfitLCiKlB"TsciscsTHscaswT可「|日己八U丁鏟-M_PT7r—Uik目前市場上充電模塊主流的PFC拓撲方式如上圖所示：三相三線制三電平VIENNA,英可瑞，英飛源，艾默生，麥格米特，盛弘，通合等均采用此拓撲結構。此拓撲方式每相可以等效為一個BOOST電路。由于VIENNA整流器具有以下諸多優點，使得其十分適合作為充電機的整流裝置的拓撲。1、大規模的充電站的建設需要大量的充電機，成本的控制十分必要，VIENNA整流器減少了功率開關器件個數同時其三電平特性降低了功率開關管最大壓降，可以選用數量較少且相對廉價的低電壓等級的功率器件，大大降低了成本；2、功率密度即單位體積的功率大小也是充電機的重要指標，VIENNA整流器控制頻率高的特點使電感和變壓器的體積減小，很大程度上縮小了充電機的體積，提高了功率密度；3、VIENNA整流器的高功率因數和低諧波電流，使充電機不會給電網帶來大量的諧波污染，有利于充電站的大規模建設。因此，主流的充電模塊廠家均以VIENNA整流器作為充電機的整流裝置拓撲。4、每相兩個MOS管是反串聯，不會像PWM整流器那樣存在上下管直通的現象，不需要考慮死區，驅動電路也相對容易實現。缺點：1、輸出中性點平衡問題：中性點電壓的波動會增加注入電網電流的諧波分量，中性點電壓嚴重偏離時會導致開關器件以及直流側電流承受過高電壓而損壞。因此必須考慮直流側中性點電位的平衡問題；2、能量只能單向傳遞。（2）兩路交錯并聯三相三線制三電平VIENNA：

杭州中恒電氣自主研發使用的充電模塊采用的是兩路交錯并聯三相三線制三電平VIENNA的PFC拓撲方式。控制方式：第一Vienna變換器的A相驅動信號與第二Vienna變換器的A相驅動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180°；第一Vienna變換器的B相驅動信號與第二Vienna變換器的B相驅動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180°；第一Vienna變換器的C相驅動信號與第二Vienna變換器的C相驅動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180°。通過兩個變換器的并聯，使得開關管和二極管電流應力降低一半，可使用傳統半導體器件；通過交錯并聯技術，總輸入電流波動減小，從而減少電磁干擾，減小濾波器體積；用兩個分散的發熱器件代替一個集中的發熱器件，在總熱量沒增加的基礎上可方便PCB布局和熱設計。另外此拓撲在輕載時，可仍然實現輸入電流連續，減少了干擾。（3）單相交錯式三相三線制三電平VIENNA：華為使用的充電模塊采用的是單相交錯式三相三線制三電平VIENNA的PFC拓撲方式。此拓撲方式將三相輸入分解為三個單相的交錯式的PFC電路，每個之間相互交差120°。而每一路的驅動MOS管相互交差180°。這樣可以降低輸入紋波電流和輸出電壓紋波，從而減小減小BOOST升壓電感的尺寸，減小輸出濾波電容的容量。同時降低EMI，縮減EMI磁性元器件大小，減小線路的均方根電流等，提高整機效率。□US-2、后級DC-DC的拓撲方式：（1）兩組交錯式串聯二電平全橋LLC：(2)兩組交錯式并聯二電平全橋LLC：目前英可瑞，麥格米特的750V的充電模塊均采用的是兩組交錯式串聯二電平全橋LLC,500V的充電模塊采用的是兩組交錯式并聯二電平全橋LLC。優點：1、根據母線電壓，將分成上下兩個全橋的LLC控制，可以在不增加開關管應力的情況下，使用成熟的二電平全橋LLC控制電路；2、采用全橋LLC算法，可以實現整流二極管的零電流關斷，提高效率，減小EMI；3、輕載特性比較好。缺點：通過調節頻率實現輸出電壓的調節，難以實現輸出電壓的寬范圍調節，諧振電感和變壓器設計困難，開關頻率不固定，難以實現更大容量。（3）三電平全橋移相ZVS（3）三電平全橋移相ZVS：DJ3'D.C'I上英飛源、維諦技術（原艾默生）采用的這種三電平全橋移相ZVS。1、采用三電平技術，可以減小開關管的電壓應力，從而使用650V的MOS管，提高整機開關頻率，減小輸出濾波電感的尺寸；2、移相全橋技術可以實現輸出電壓的寬范圍調節，同時輸出電壓紋波小；3、變壓器不需要開氣隙，有利于磁性元器件的功率密度的提升；4、容易做在大功率，大容量。不足之處：1、輕載時，滯后臂不容易實現軟開關；2、整流二極管為硬開關，反向恢復電壓尖峰高，EMI大；3、占空比丟失。（4）三相交錯式LLC:

華為，通合電子采用的這種三相交錯式LLC。該轉換器包含3個普通LLC諧振DC-DC轉換器，每個轉換器分別以120°相位差運行。輸出電容的紋波電流得以顯著減小，提高功率密度。變壓器可以由3個小尺寸的磁性組合，減小整機的高度。但是其控制復雜。（5）三電平全橋LLC:盛弘電氣，戊碩電源采用三電平全橋LLC。(6)兩組交錯式串聯二電平全橋移相ZVZCS：5EH-M0(7)兩組交錯式并聯二電平全橋移相ZVZCS：兩組交錯式串聯二電平全橋移相ZVZCS和兩組交錯式并聯二電平全橋移相ZVZCS兩種方案跟上述（1）（2）的結構方式類似，只是采用了不同的控制算法，一種為全橋LLC,一種為全橋移相。優缺點LLC拓撲移相拓撲優點效率高寬輸入、寬輸出調節范圍全負載范圍內實現ZVS軟開關低輸出紋波低的EMI電磁干擾易于實現次級側同步整流易于高壓電壓輸出易于大功率擴展缺點輸出紋波大滯后臂難實現ZVS，開關損耗大（但ZCS容易實現）諧振電感，變壓器設計困難整流二極管工作在硬開關，損耗大，反射尖峰電壓大難實現寬輸入和寬輸出調節副邊占空比丟失（ZCS漏感小）三、充電模塊技術要求和特點及發展方向序號名稱技術要求及特點發展現狀及方向1單模塊功率目前充電樁上使用的主流充電模塊功率為單機15KW，少數為單機10KW，如通合電子。1、從2014年的7.5KW，到2015年的恒流20A15KW模塊，到2016年的恒功率25A15KW模塊的發展進程；2、今年上半年英飛源，英可瑞，通合電子，中興等廠家均已開發出20KW充電模塊樣機，并且尺寸跟15KW比較，均為2U，只是深度部分廠家加長了。但很少正式運用到充電樁中長期運行檢驗。個人認為20KW充電模塊只是一個過渡產品。（只是對原有的15KW進行了功率升級）；3、目前優優綠源，金威源，新亞東方，麥格米特，飛宏均已開發出了30KW充電模塊樣機，但都處理測試階段。人個認為30KW將會成為主流（1、30KW單機模塊平均每瓦成本降低不少；2、30KW的尺寸有的是3U高度，或2U高度+超過300的寬度，相對20KW模塊尺寸增加不大；3、充電樁肯定是向大功率方向發展，如350KW和400KW，相對單機15KW模塊，30KW模塊數量減小一半，充電樁可靠性高）。

2寬輸出電壓市場主流模塊分為200Vde?500Vdc和200Vde?750Vde。1、國網發布2017版《電動汽車充電設備供應商資質能力核實標準》指出直流充電機輸出電壓范圍為200V?750V,恒功率電壓區間至少覆蓋400V?500V和600V?750V。因此，各模塊廠家均為模塊升級成200Vde?750Vde且滿足恒功率的要求；2、隨著電動汽車續航里程的增加，以及車主對縮減充電時間的愿望，大功率充電即350KW,1000V將成為必然的發展方向。因此，模塊輸出電壓會增加到1000V。3、目前英可瑞已開發出1000V,15KW的模塊機樣，麥格米特已開發出950V,30KW的模塊機樣。3寬輸入電壓市場主流模塊的輸入電壓范圍為380±20%（305?456VAC）,頻率范圍為45?65Hz。而英可瑞，英飛源等廠家的輸入電壓范圍標稱：（260?530VAC）個人認為輸入電壓范圍為380±20%（305?456VAC）,頻率范圍為45?65Hz就可以滿足充電樁的現場應用，不必擴展更寬的輸入電壓范圍。4高頻化市場上目刖刖級PFC的開關頻率在40-60KHZ之間，后級移相全橋固定頻率均在100KHZ以下，而全橋LLC的主諧振點頻率也在100KHZ以下。隨著單機模塊功率的加大，而體積又不能成比例增大的情況下，不管是前級PFC還是后級的DC-DC,只有進一步增加開關頻率才能實現增大功率密度。5高效率市場上所有廠家的模塊，基本上峰值效率在95%到96%左右。隨著98%超高效率技術和寬禁帶器件在通信電源市場的成熟，從技術角度考慮，將目前的充電樁模塊效率提升到98%是完全可能的。但從投資回報率考慮，效率為98%充電模塊毫無市場競爭力，因此，只有等到碳化硅和氮化線等器件平民化之后，充電樁超高效率的模塊才能商業化。6散熱方式目前市場上所有廠家的模塊的散熱方式均為強迫風冷方式，前進風后排風的方式（風機質量和壽命將會制約整機模塊的壽命）。基于模塊故障率高的問題，一些廠家提出了水冷和封閉冷風道的想法。但就目前國內充電樁行業如此低毛利的現狀，水冷充電模塊這種奢侈品基本可以審判死刑。7功率密度目前以15KW為主流模塊的功率密度2.0W/cm3在將來，直流充電樁為了滿足不同場景充電的需求，體積是一個比較重新的問題，對于模塊來說，盡可能做出超高功率密度的模塊，這樣可以使體積更緊湊，節省占地面積。預期功率密度為達到3.0W/em3。8布局方式1、目前市場上所有廠家的模塊的都是后進線后輸出方式；2、尺寸多數為2U高度，絕大數都分上下兩塊電路板，一塊為前級PFC板，另外一塊為DC-DC板。每塊電路板的高度為1U,上下疊加為2U的整機高度。但英可瑞，麥格米特是一塊2U的電路板；（英可瑞以開發出1U高度15KW樣機）3、控制電路板英可瑞以插板方式，其他廠家都是跟主板一體；4、均是雙控制芯片，多數為雙DSP,麥格米特為DSP+ARM方式；5、輔助電源方式：（1）反激，取母線總電壓方式；（3）反激雙管，取母線上下兩電壓交錯6、顯示方式：（1）3個發光二極管（運行，故障，報警）（2）3個發光二極管+3位數碼管；7、通信地址方式：（1）軟件ID自動識別；（2）硬件拔碼開關；（3）硬件8421數字編碼器。四、自主研發方案?EM15EAH：CTlSlF11KSA1-4SB1-4SC1-4LbUsHVbUsLlhulku2Qu3Qud1UD? ［；.1,; .II模塊對外接口仁接口信接'T^3s^JTjflTF"IteisraTEUS+;相電壓采樣777B四線涸速風雨預充電推電器控制三相電加轉擇擇利軸必電源反敘雙笆跖撲方式VIENNA驅動信片匕半部驅動信弓母跳出壓采樣原邊中漁反DS"ARY核心板E;「彳安〉.四線調速風加山淞muF28377DVI口占。占fEAC品,攜1、初步方案:序號項目初步方案1單機功率開發20KW機樣，輸出電壓范圍為200V?750V,恒功率電壓區間覆蓋400V?500V和600V?750V。電氣間隙和爬電距離按1000V電壓等級設計，以便于后期擴容擴壓。2模塊尺寸初步限定：寬*深*高——250*400*88mm3前級PFC拓撲常規的三電平VIENNA拓撲（平均電流算法+中點平衡+電壓前饋）MOS管和二極管均采用雙管并聯方式，以便于后期擴容。4后級DC-DC拓撲兩組交錯式串聯二電平全橋移相ZVZCS拓撲。上下母線各以10KW功率設計，兩組進行交錯式串聯。5布局分上下兩塊主功率板：1、前級PFC功率主板+輔助電源電路；高度1U；2、后極DC-DC功率主板+控制板；高度1U；3、兩板之間信號通過牛角排線方式連接。6控制芯片單一雙核DSPF28377D+2個UCC2895（兩芯片時鐘相位差180度）7顯示方式4位數碼管方式，通過一個按鍵切換輸出電壓和電流的顯示以及故障代碼8通信地址方式硬件設置，6位拔碼開關，0?63,最大支持64個模塊并聯9散熱方式采用2個四線制超高速PWM調速直流風扇。12V/2.5A10溫度采樣支持4路溫度采樣電路11CAN通信隔離型CAN通信接口，用于用戶數據交互，數字均流和數據傳輸。12RS232通信用于本地程序更新13內置泄放電路模塊停機后自動泄放電解電容能量。14輔助電源輸入電壓取自上下母線電壓，采用雙管交錯式反激方式。15開關頻率前級PFC開關頻率50KHZ,后級DC-DC開關頻率暫定70KHZ2、控制板配置方案對比RBRC|SAl-l|SBl-l|SCl1{jul |llip|idp3：l*l近1：恤?]c1b三相出流采樣EMFIPTKTtiELJC■:;J.7T三招電壓采樣四城西速雙峋明臉帆附 ?/惆湍百科埠維電壓果樣上半部哭動情號即辿電源反憒1XC闋的i:；ICRBRC|SAl-l|SBl-l|SCl1{jul |llip|idp3：l*l近1：恤?]c1b三相出流采樣EMFIPTKTtiELJC■:;J.7T三招電壓采樣四城西速雙峋明臉帆附 ?/惆湍百科埠維電壓果樣上半部哭動情號即辿電源反憒1XC闋的i:；IC（溯95U2F半部駙動伯號Aiftffi 1信號Qxla-FL*HlrFzeaTTDU1輸出電眼也帆來杵\::1110?^??r：Ht.：l.RTGSURX以“CAN通稔接口RS2鴕口信接口幡塊對外接口VD0ibo方案1：DSP+ARM方案1Cib1打VabKC融充也璘電器控川打熊靠颯1信力F半部和動茴號原通也流及館語電洸累梯w1：i|h--<+：你如信網_t[DjZh5。賴坡對外接口51Cib1打VabKC融充也璘電器控川打熊靠颯1信力F半部和動茴號原通也流及館語電洸累梯w1：i|h--<+：你如信網_t[DjZh5。賴坡對外接口5HE..HIIIl：l：l：JUulMQUQul1UPidf.)1.1阻畫正上半部盟動信號EEF'im產跳電手采樣^busHFbu乳DCI工役制救R.^201,1qfejfl心粕出電壓方案對比：如下表序號類型方案1：DSP+ARM方案方案2：DSP+ARM方案1簡述方案1米用單板結構方式，核心板：雙核DSPF28377+STM32F407,DSP負責PFC和DC-DC的控制以及CAN通信。STM32F407負責數據的存儲與傳輸方案