1、殘差時間計數型InGaAs脈沖頻率調制數字讀出電路研究近紅外（Near-infrared， NIR）光譜分析技術具有快速、無損、高效率的特點，是物質成分分析的重要手段1-2。近年來，便攜式微型光譜儀和光譜傳感物聯網的發展推動了光譜分析技術向野外現場分析和在線檢測應用拓展2-6，這對紅外光譜傳感器的動態范圍和抗干擾能力等性能提出了更高的要求。與傳統模擬讀出方式相比，數字讀出電路通過在紅外焦平面的列級或像素級位置集成模數轉換器（Analog to Digital Converter， ADC），縮短了模擬信號通路，有益于增加信號傳輸的抗干擾能力7。數字讀出電路是紅外焦平面片上數字信號處理的前提，是

2、紅外智能傳感器發展的關鍵技術環節，根據應用需求選擇集成不同的數字化結構，可有效提升信號讀出質量和焦平面性能。脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation， PFM）型數字讀出電路結構，又被稱作電荷包計數型結構，可以在一個積分周期內對積分電容多次復位，將探測器的光電流轉化為數字脈沖7-10。由于光電流大小與產生的數字脈沖頻率成正比，因而可以使用積分時間內的脈沖累加計數值作為數字碼值，實現探測器光電流的數字積分。傳統結構的數字讀出電路，如單斜率型、逐次逼近性和過采樣型等，都是在對紅外探測器的光敏電流進行模擬電壓積分，因此難以突破電壓擺幅和電容大小決定的“天花板”限制。PFM結

3、構通過多次復位打破了常規讀出電路中積分電容和電源電壓決定的滿阱電荷容量限制，是一種實現超大動態范圍焦平面信號數字讀出的可行技術方案。PFM結構較為簡單，除輸入級和比較器工作在模擬域，其余部分均工作在數字域，因此常被作為焦平面像素級數字化方案的選擇之一7。PFM結構的最小有效位（Least Significant Digit， LSB）取決于積分電容一次復位的最小電荷量。由于工藝限制，積分電容不可能做到無限小，因此最后一次復位后積分電容上的殘余電荷會引起轉換誤差8。為了進一步提升轉換精度和動態范圍，基于粗略轉換和精細轉換相結合的多種兩步式PFM轉換結構被研究者提出和應用8-10，通過兩種轉換方式

4、相結合，強光下以粗略轉換為主擴展動態范圍，弱光下以精細轉換為主提取信號細節，可以進一步滿足多場景的光譜應用需求。此外，在對強光照環境下的探測器光電流進行積分時，PFM數字化結構還存在轉換結果線性度較差等問題8。短波紅外InGaAs探測器多采用電容負反饋放大（Capacitance feedback Trans-Impedance Amplifier， CTIA）輸入級結構11，目前關于CTIA輸入級的PFM數字讀出電路研究還相對較少。本文分析建立基于CTIA輸入級的PFM數字化結構轉換模型，針對殘余電荷帶來的轉換誤差和復位遺失電荷引起的轉換非線性問題，進一步設計了一種線列光譜組件的雙積分電容殘

5、差時間計數型兩步式PFM數字讀出電路，實現了16位粗略轉換和最大16位精細轉換融合，為短波紅外光譜組件的野外復雜場景應用提供了一種大動態范圍的數字讀出方案。1 理論轉換模型CTIA輸入級PFM數字讀出電路的結構如圖1（a），單元電路主要包括CTIA輸入級、比較器、復位電路、計數器和存儲器等。探測器的光生電流信號在CTIA輸入級積分， 當積分電容負端電壓低于比較器參考電壓時，比較器輸出翻轉對積分電容快速放電復位，此過程周期形成一個脈沖信號作為ADC的LSB。在信號積分周期內，積分電容多次復位，通過計數器對脈沖個數的計數碼值表征探測器光電流的大小。圖1CTIA注入級PFM數字讀出電路結構Fig.1

6、The structure of pulse frequency modulation digital readout circuit with CTIA input stageCTIA輸入級PFM數字化結構的轉換過程主要存在兩個比較重要的非理想因素，一是最后一次脈沖復位后積分電容上存在的殘余電荷，由于該部分電荷未被納入量化，因而會引起轉換誤差；二是實際復位過程中，復位脈沖和復位電流會導致部分積分電荷遺失，分別對其展開討論。首先分析積分電容殘余電荷帶來的影響，將電容的積分復位過程看作理想狀態，一個積分周期的總積分電荷可以表示為Qtotal=Qint+Qres=NQ0+Qres（1）式中，Qin

7、t表示積分電荷；N 表示脈沖計數碼值，是光電流大小轉換后的數字表征；Q0表示積分電容在兩次復位之間的積分電荷量，其值由積分電容大小C和復位前后的電壓差V決定；Qres表示積分電容上的殘余電荷，大小介于0和Q0之間，可知殘余電荷引起的誤差最大為1個LSB。由式（1）可得，積分電容殘余電荷帶來的轉換誤差 可以表示為=QresNQ0+Qres=11+NCVQres（2）由式（2）可知，隨著N增大， 值不斷減小最終趨向于0，說明殘余電荷引起的誤差僅在小積分電流情況下比較明顯，隨著積分電流增大，殘余電荷的影響逐漸減弱。對遺失電荷的分析需要著重關注電容積分復位過程的細節，因而將總積分電荷表示為Qtotal

8、=Qint+Qrst+Qres=NQ0+NQr+Qres（3）式中，Q0表示電容在兩次復位之間的有效積分電荷量；Qr表示單次復位過程中的遺失電荷，Qrst為總的遺失電荷。由以上分析可知，在大積分電流情況下，殘余電荷Qres引起的轉換誤差可以忽略。采用注入電流與積分時間的乘積表示電荷量，則式（3）可表示為ITtotal=NCV+NITrst（4）式中，Ttotal代表總的積分時間，I為實際積分電流，Trst為復位脈沖的寬度，由比較器反轉速度和整形電路的延遲時間共同決定。對式（4）進行變換，可得轉換后的數字化碼值N為N=TtotalTrst+CVI（5）Ttotal、Trst、C在特定的電路參數和

9、應用環境下為常量，著重分析I和V的非理想變化趨勢。因為PFM結構留給積分電容的復位時間極短，復位結束時電容上的復位電流Irst不會立即消失，由電路知Irst與探測器電流Id反向，故積分電流并非在所有時刻都與探測器電流相等，其與時間的函數關系可表示為I=Id(Irst+Id)et/（6）式中，為CTIA電路復位時的響應時間常數，與CTIA運放、探測器電容、復位開關和負載等有關。進而可推出V的函數關系式為V=t0I(t)dtC=IdtC+(Id+Irst)C(1et/)（7）由式（7）可知，在非理想條件下，由于復位電流的影響，運放輸出端信號如圖2，在復位過程（階段1）結束后先非線性上升（階段2）再

10、線性下降（階段3）。此外，V還會受到偏置電壓Vref和Vcm引入的噪聲影響，因此在實際應用中需要盡量為這個兩個偏置電壓選擇高精度、高穩定性的解決方案。由于V和I均受到復位電流的影響，為了簡化數學模型，使用指數因子p 表征復位電流引入的非理想因素，將N表示為N=Ttotal/Trst1+CTrst(VI)p（8）式中，N與積分電流I成典型對數關系，而理想轉換值與I成線性關系，故在強光照條件下，隨積分電流I增大，轉換值N線性度逐漸惡化。在同樣的應用場景下，一個較小的積分電容有較高的轉換精度，與之同時會導致更多的“積分-復位”循環，因而常規PFM結構需要在轉換精度和轉換線性度之間進行設計折衷。圖2C

11、TIA輸入級PFM數字讀出電路的非理想復位Fig.2The non-ideal reset of pulse frequency modulation digital readout circuit with CTIA input stage2 電路設計與驗證短波紅外InGaAs探測器在常溫下的響應波長可達1.7 m，通過調節銦的組分可以將截止波長擴展到2.5 m。由于所探測的波段含有豐富的光譜特征信息，InGaAs探測器被廣泛應用于近紅外光譜分析設備之中。以目前短波紅外光譜傳感物聯網中微型光譜儀常采用的2561線列光譜組件為例3-5，為了提高能量利用效率，256個50 m500 m長條形光敏

12、元呈“一字型”排列，響應波段0.91.7 m，峰值探測率1.01012 cmHz1/2/W。根據探測器的R0A因子估算得出探測器零偏微分電阻約4 G，探測器電容約10 pF，光電流輸出約在nA到A量級?；谏鲜鎏綔y器條件，針對2561線列光譜組件開展了雙積分電容殘差時間計數型兩步式PFM數字讀出電路的設計和仿真驗證。2.1單元電路結構設計基于第1節分析，可知當脈沖計數值較小時，CTIA輸入級PFM結構的轉換誤差主要由殘余電荷引起；隨著注入電流增大，遺失電荷成為導致轉換非線性的主要原因。針對CTIA輸入級設計了兩步式PFM數字讀出電路單元，對殘余電荷和遺失電荷引起的轉換誤差進行改善，其結構如圖1

13、（b）。針對殘余電荷引起的誤差，采用脈沖計數粗量化加時間計數精細量化校正的兩步式轉換方法予以改善。如圖3，在常規積分時間結束后，繼續積分過程直至產生一次額外脈沖，采用高速時鐘對INT信號下降沿和脈沖上升沿之間的時間計數，殘差時間計數值作為精細量化結果與脈沖計數值進行融合得到最終數字碼值9Nout=Tc(N+1)Tc+n/f（9）式中，Tc為從粗略轉換時間，即INT高電平時間，N 為粗略轉換碼值，n 為精細轉換碼值，f 為時鐘頻率，Tc+n/f為總積分時間。圖3殘差時間計數型兩步式PFM數字讀出電路時序圖Fig.3The timing diagram of two-step residual-t

14、ime-counting pulse frequency modulation digital readout circuit為了改善遺失電荷導致的轉換非線性，最直接的措施就是減少復位次數。如圖1（b）所示，電路采用50 fF（Cmin）和1 pF（Cmin+Cmax）兩檔積分電容。在弱光模式下使用小積分電容提升轉換精度，在強光模式下使用大積分電容控制“積分-復位”次數，保證焦平面在強弱光環境下均有較好的線性度。與此同時，殘差時間計數型兩步式結構可以保證在采用大積分電容情況下仍有較高的分辨率性能。2.2電路實現與仿真驗證2561線列光譜組件的封裝方案為兩條1281電路在光敏芯片上下布局，通過引

15、線互聯叉指讀出。電路采用0.18 m CMOS 1P6M模數混合工藝設計，其中模擬部分采用3.3 V電源電壓，數字部分采用1.8 V電源電壓。CTIA部分采用常規的套筒式共源共柵結構運放，比較器是模擬部分的關鍵模塊，采用了經典的自偏置互補差分比較器結構，如圖4所示。采用多級反相器級聯進行脈沖整形。單元電路的數字部分和整體ALU部分采用RTL級硬件描述性語言設計，經過綜合、自動布局布線后完成與模擬部分的版圖集成。電路包括脈沖計數粗略轉換精度16 bit和殘差時間計數精細轉換精度最大16 bit，在VREF為2.5 V，Vcm為1.25 V情況下，采用50 fF和1 pF工作的理論滿阱容量可達25

16、.6 Ge-和512 Ge-。圖4自偏置差分比較器電路圖Fig.4The circuit diagram of complementary self-biased differential comparator針對短波紅外光譜組件應用，在探測器零偏微分電阻4 G，探測器電容10 pF的條件下，使用傳輸門作為復位開關，對圖1（b）所示兩步式PFM數字讀出結構進行仿真。其中，比較器輸出脈沖經多級反相器整形后控制傳輸門開啟，對積分電容兩極短路完成放電，仿真結果顯示脈沖寬度約1 ns。在INT高電平時間設置為3 ms，時鐘頻率1 MHz的情況下，結果如圖5、圖5（a）為理想情況下理論計算值與實際電路仿

17、真轉換碼值對比。相比理想狀態下的線性轉換結果，實際轉換值因為復位遺失電荷的影響呈現出非常典型的對數特性，與理論分析相符。圖5（b）重點關注小積分電流情況下粗略轉換和兩步式精細轉換融合后的結果對比，可以看到精細時間計數對于積分電容殘余電荷引起的轉換誤差有較為明顯的改善作用。針對常規PFM結構的轉換精度和轉換線性度矛盾，采用兩檔積分電容予以改善，效果如圖5（c），在大積分電流時分別使用小積分電容和大積分電容，轉換值非線性度分別是0.62%和0.06%，線性度得到了顯著提升。根據室溫條件下1.7 m常規InGaAs探測器的典型暗電流密度，計算得到50 m500 m光譜組件的典型暗電流約為百pA量級，

18、采用所提出的兩步式脈沖頻率調制數字讀出電路，仿真結果表明，從ADC量化角度，可實現遠大于100 dB的大動態范圍光電流轉換。同時，該數字讀出電路可以兼容小光敏元探測器應用，通過提高精細時間計數的時鐘頻率，可以進一步提高精細轉換的分辨率性能。圖5殘差時間計數型兩步式PFM數字讀出電路仿真結果Fig.5The simulation results of two-step residual-time-counting pulse frequency modulation digital readout circuit所設計的殘差時間計數型PFM數字讀出單元的電路版圖如圖6，尺寸約為90 m200 m。形成的兩個1281陣列單元中心距100 m，尺寸約為15 mm2.7 mm，2561光譜組件峰值功耗小于20 mW。通過對各模塊分別進行功耗分析，發現