1、1信息科學與工程學院現代電力傳動理論(lln)與技術二O一五年三月共四十五頁2第2章 電力(dinl)電子變換器的調制2.1 引言 目前，在電機驅動中大多(ddu)采用電壓源型變換器，主要利用直流側的電容來暫時存儲電能 調制器的作用是：在用戶給定輸入的基礎上對電力電子開關器件產生所需的開關信號。為此，引入對電壓的時間積分，而這又與采樣平均電壓U(tk)相關式中 Ts為給定采樣周期，u(t)為單相負載上的瞬時電壓2-1共四十五頁3第2章 電力電子(dinz)變換器的調制2.1 引言 以上述方式來控制變換器裝置有助于準確控制電流，此時負載由用戶定義的平均參考電壓 供電若考慮(kol)電感L和電阻R

2、形式的線圈負載中一個采樣周期內的磁鏈增量，此時磁鏈增量可寫為：相應的負載電流的增量變化（一個采樣周期內）可寫為：2-22-3共四十五頁4第2章 電力電子(dinz)變換器的調制 由此可推導(tudo)為：2-42-5 忽略磁性飽和效應，根據2-2，2-3式可以表示為： 根據2-5，控制增量電流的核心問題就是調制器在每個采樣時刻下滿足以下條件的能力2-6共四十五頁5第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 上式2-6只是表明變換器的開關狀態必須由調制器控制(kngzh)，以保證平均電壓與用戶定義的平均參考電壓相等。2.2 單相半橋變換器 半橋變換器包括兩個由調制器控制的開關與單相負載Z相連，如圖

3、Z由L和R并與電源e串聯電路形式的負載阻抗 兩個理想開關分別由邏輯信號Swt和Swb控制 邏輯1對應于導通，邏輯0對應于關斷Fig2.1具有電源和調制器的兩個開關半橋變換器共四十五頁6第2章 電力電子(dinz)變換器的調制2.2 單相(dn xin)半橋變換器 4種可能的開關組合：如表2.1所示Table 2.1半橋變換器開關狀態 在表2.1中的4個狀態中，必須避免在電壓源變換器中發生擊穿模式（Shoot-through mode)，以防止電源短路 空閑模式(Idle mode)通常用使變換器無效，剩下的兩個有效開關狀態（對應激活模式）互補，因此可以由單個邏輯狀態Sw表示：共四十五頁7第2章

4、 電力電子(dinz)變換器的調制 半橋變換器的輸出電壓(diny)波形如圖2.2所示 采樣時刻為 設t=tk-1時刻開關函數Swt為0，并在t=tk-1+t r時變為邏輯狀態1下一個采樣間隔內的t=tk-1+t f 時刻Swt為0 ，且在t r時Sw上升，而在t f 時Sw下降 每兩個采樣周期內開關序列重復，其中t r時Sw上升，而在t f 時Sw下Fig2.2半橋變換器下每個采樣周期時刻平均電壓的變化 由于負載電壓波形的上升沿和下降沿隨t r和t f 時的函數變化，所以該調制方法稱為雙極性PWM共四十五頁8第2章 電力電子(dinz)變換器的調制 由式2-1可得到相應(xingyng)的平

5、均電壓函數U(t r)和U(t f) 根據式2-7，兩個采樣間隔內的平均電壓函數和用戶定義參考值如圖2.3所示：2-7a2-7b式中 uDC為圖2.1中變換器的直流母線電壓共四十五頁9第2章 電力(dinl)電子變換器的調制所需開關狀態Sw可通過用戶定義的參考平均電壓 和式2-7定義的平均電壓函數相比較獲得，使得t r和t f 時必須(bx)滿足式2-6的條件圖中u(t)波形中綠色和藍色區域分別表示變換器產生的實際電壓時間之積 圖中給出了一個調制器工作周期內開關Sw的狀態，其中紅色間隔對應邏輯1Fig2.3半橋變換器下雙極性PWM策略共四十五頁10第2章 電力電子(dinz)變換器的調制 雙極

6、性PWM半橋變換器的通用(tngyng)模型如圖2.4所示具有2個A/D模塊，分別與參考平均電壓值（來自控制器）和測量的直流母線電壓uDC值（來自變換器模塊）相連采樣直流電壓乘以增益1/2獲得最大采樣平均電壓值uDC /2，該值與三角函數相乘得到2-7中定義的函數u(t)Fig2.4 雙極性PWM半橋變換器的通用模型 利用求和模塊對兩個平均電壓U 和U*進行比較，其輸出用于比較模塊，其傳遞函數為：若0 ，則比較器輸出=1若0 ，則比較器輸出=02-8a2-8b共四十五頁11第2章 電力(dinl)電子變換器的調制2.3 單相(dn xin)全橋變換器(Single-Phase Full-Bri

7、dge Converter) 在介紹全橋變換器之前，先引入兩個調制參數：調幅比mA和調頻比mf2-92-10式中 為平均相電壓參考值的峰值式中f *為正弦變化的平均參考電壓信號的頻率；fPWM為圖2.3中三角波的頻率，是采樣頻率fs=1/Ts的一半共四十五頁12第2章 電力(dinl)電子變換器的調制Fig2.5 H橋變換器 全橋變換器也稱H橋變換器，由2.3中的兩個半橋變換器構成 假設具有一個單相負載阻抗Z（定義同前），在此是由一個虛擬的兩項等效負載表示(biosh)，其中每相負載阻抗為Z/2，且相電流分別為i1=i和i2=-i共四十五頁13第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 確定調制

8、策略的關鍵(gunjin)是式2-1，根據圖2.5，可寫為：2-11式中引入U1(tk) 和U2(tk)項，分別表示兩個虛擬相的平均電壓（每個采樣周期的），還可以表示為2-12a2-12b共四十五頁14第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 根據式2-12，所需的半橋平均電壓參考值U *a(tk) 和U*b(tk)可寫為用戶(yngh)定義平均參考電壓U *1(tk) 和U*2(tk) 的形式：上式中Ua(tk) 和Ub(tk)表示半橋平均電壓， U0(tk)為兩相虛擬中點電壓2-13a2-13b必須施加指定的平均電壓才具有上述單相負載，根據式2-11，該值為：2-14根據式2-13，上式還

9、可以表示為：2-15共四十五頁15第2章 電力電子(dinz)變換器的調制式2-15表明虛擬(xn)平均電壓U *0(tk) 可以任意選擇（因為該式中沒有出現該值）圖2.6是不對稱采樣PWM的全橋變換器:(a)無脈沖居中單元的PWM和(b)有脈沖居中單元的PWM圖中給出了對應所需平均電壓-時間參考值U (tk-1)Ts 和U (tk)Ts 的輸出脈沖，在本例中，兩個值相同另外，還給出了在 之間切換的半橋電壓ua 和ub共四十五頁16第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 從實際應用的角度看，在水平時間軸對稱的每個采樣周期內，需要慎重選擇變換器平均參考(cnko)電壓U *a(tk) 和U*b

10、(tk) 如果要保持該條件，可通過調制器/變換器達到最大可能值U *=uDC ，也可以通過滿足下式條件而達到參考值U *a(tk) 和U*b(tk) 的對稱性2-16 根據式2-13，上式可寫為：2-17共四十五頁17第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 根據上式2-17可確定滿足2-16所需的虛擬平均參考電壓U *0(tk) 。其控制結構如圖2.7所示，稱為脈沖居中單元(dnyun)模塊2-18 對于此全橋調制器，式2-16應寫為下式，使得參考值相對于時間軸對稱：共四十五頁18第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 脈沖居中參考值的輸入為變量電壓U *1和U *2，而調制器的輸入為U

11、*，根據式2-14，該值等于上述兩個(lin )變量之差。為方便起見，兩個參考值之一可按如下進行選擇：2-19a 由此，脈沖居中模塊的輸出形式為2-19b2-20a2-20b共四十五頁19第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 對于(duy)H橋變換器結構，調制器的通用表示如圖2.8所示圖中包括提供邏輯信號 和 的兩個比較器，這兩個邏輯信號用于控制開關Fig2.8 全橋變換器中雙極性PWM調制器的通用模型共四十五頁20第2章 電力(dinl)電子變換器的調制2.3 三相(sn xin)變換器 三相變換器由對稱平衡星形連接負載組成，該負載與2.2節所述的3個半橋變換器相連，如圖2.9所示Fig

12、2.9 三相變換器共四十五頁21第2章 電力電子(dinz)變換器的調制為了確定(qudng)變換器中6個開關的切換策略（對于一個給定的采樣周期），需要保證平均負載相電壓U1(tk) 、U2(tk)和U3(tk) 與三相參考電壓U *1(tk) 、 U *2(tk) 和U *3(tk) 相對應上述三相參考電壓與下式中的空間矢量平均參考電壓 相關(功率不變)2-21根據式2-1和圖2.9，三相負載的平均電壓（每個采樣周期）可表示為2-22a共四十五頁22第2章 電力(dinl)電子變換器的調制根據式2-22，所需的半橋平均參考電壓(diny)U *a(tk) 、 U *b(tk) 和U *c(t

13、k) 可根據用戶定義的平均參考電壓U *1(tk) 、 U *2(tk) 和U *3(tk) 表示為2-22b2-22c式中引入Ua(tk) 、Ub(tk)和Uc(tk)表示三相半橋平均電壓2-23a共四十五頁23第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 根據(gnj)式2-21和2-23，將上式寫成空間矢量形式2-23b2-23c2-24 上式中第二項包含矢量和為零的值，以及零序平均電壓U *0(tk) ，這意味著 后者U *0(tk)可以任意選擇共四十五頁24第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 相對于半橋平均參考電壓的選擇，零序平均電壓的選擇顯得無關重要。但是，需要慎重選擇U 0(t

14、k) 值，以保證(bozhng)半橋參考電壓的最大值和最小值相對時間軸對稱與全橋調制器方法一樣（滿足式2-16），該條件很容易調整以適應3個而不是2個變量，從而表達式可寫為2-25共四十五頁25第2章 電力(dinl)電子變換器的調制 對式（2-26）進一步整理可得下式，進而確定(qudng)零序平均電壓U *0(tk) 根據圖2.7，脈沖居中單元可調整為符合2-27的三相輸出/輸入結構，如圖2.10所示2-27 根據式2-23，上式2-25還可寫為：2-26共四十五頁26第2章 電力電子(dinz)變換器的調制共四十五頁27第2章 電力電子(dinz)變換器的調制圖2.11是三相變換器不對稱

15、采樣(ci yn)PWM的脈沖居中模塊使用情況圖(a)和圖(b)分別給出了未用和采用脈沖居中模塊的示例給出了相對于零母線電壓節點在 之間切換的半橋電壓U a 、 U b 和Uc 三相比較器輸出開關狀態 和 如圖所示共四十五頁28第2章 電力(dinl)電子變換器的調制每個采樣(ci yn)周期內相應的負載平均參考電壓U *1(ti) 、 U *2(ti)和U *3(ti) 可通過標準的三相變換功率不變矢量獲得2-28a2-28b2-28c共四十五頁29第2章 電力(dinl)電子變換器的調制三相變換器中雙極性PWM調制器的通用(tngyng)模型如圖2.12所示共四十五頁302.4.1 空間(

16、kngjin)矢量調制所謂的空間矢量調制是直接在公式2-21基礎上由Van der Broeck等人提出的（Analysis and realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vectorsJ. IEEE Transactions on Industry Applications,1988, 24 (1): 142-150.)采用脈沖居中單元主要是用于最大限度地提高變換器的線性工作區域。根據式2-21，這些(zhxi)開關狀態和相應的半橋變換器輸出可由一組電壓空間矢量表示 圖2.11中的開關狀態表示8中可能的變換器

17、開關組合 的一個子集2-29 由上式可知，6個幅值為 的有效電壓矢量以 弧度分布，如圖2.13所示共四十五頁31第2章 電力電子(dinz)變換器的調制圖中的兩個零矢量對應于變換器開關組合000和111，因此變換器滿足式2-30條件的過程可通過確定與平均(pngjn)參考電壓矢量U * 相鄰的兩個有效電壓矢量，以及該電壓矢量在采樣周期Ts內必須有效的時間間隔來描述共四十五頁32第2章 電力(dinl)電子變換器的調制該策略的數學(shxu)表示為其中 為角區間 內的有效電壓矢量。2-30另外，配置有效電壓矢量所需的總時間必須滿足式2-32的條件2-312-32共四十五頁33第2章 電力(din

18、l)電子變換器的調制圖2.13中所有子圖表示(biosh)8個可能的變換器電壓空間矢量，以及采樣時刻tk-1和tk下的平均參考電壓矢量。根據式2-31，變換器有效電壓矢量 為由于空間矢量調制方法根據式2-33可直接計算給定采樣間隔(ti)內與指定參考電壓矢量 相鄰的有效電壓矢量的保持時間，因此特別適合數字實現2-33a共四十五頁34第2章 電力(dinl)電子變換器的調制將有效電壓矢量(shling) （見式2-29）代入式2-33，經數學整理后，可得2-33b2-34共四十五頁35第2章 電力電子(dinz)變換器的調制由圖2.14可知，式2-34表示(biosh)在 、 平面上的一個橢圓，

19、其大小由變量 決定不同變量v下有效電壓矢量占空比如圖2.14所示，圖中兩個占空比之和為1共四十五頁36第2章 電力電子(dinz)變換器的調制從矢量角度看，變換器工作特點(tdin)是從一個有效矢量切換到下一個有效矢量，即沿著圖2.15中六邊形的邊界運行圖2.15給出了最大平均電壓矢量軌跡和變換器有效矢量圖。圖中的圓形軌跡由6個幅值為 的有效矢量組成的六角形中的最大圓。共四十五頁372.5 死區效應(xioyng)前面討論的變換器均考慮的是采用理想開關，即可實時導通和關斷。因此，開關信號的導通和關斷需互補（若某個信號設為邏輯0，則另一個為邏輯0）實際中，所采用的半導體開關器件和二極管都需要一定的導通和關斷時間。這意味著必須考慮死區時間 對允許完成開關導通或關斷的作用，即開關信號設為零的時間。如果該階段出錯，就會造成對設備產生嚴重后的擊穿模式(msh)（表2-1）圖2.16是基于IGBT的半橋變換器以及電源和調制器結構，兩個IGBT開關器件和相應的二極管不是理想器件，需要大小為 的導通和關斷時間后續章節所討論的調制策略中均不考慮死區效應共四十五頁3