1、精選優質文檔-傾情為你奉上 IC課程設計報告題 目： 電流型運算放大器的設計 編 號： （10） 成 績 ： 摘 要本文主要介紹了利用MOS管及基本器件搭建電流型運算放大器的整體設計流程，從原理分析到實際手工計算，同時對設計電路進行了詳盡的仿真分析，并對主要的性能指標（直流工作點，增益帶寬積，開環增益，靜態電流）進行了系統化的分析和驗證。文中詳細說明了在設計過程中所遇到問題的解決方案，計算過程，軟件使用及Hspice仿真代碼的解釋。關鍵詞：電流型 運算放大器 直流工作點 增益帶寬積 開環增益 靜態電流 Hspice AbstractThis paper mainly introduced th

2、e use of MOS pipe and basic device set up current model of operational amplifier overall design process, from theory analysis to the actual manual calculation, and the circuit design for a detailed simulation analysis, and the main performance index (DC Operating Point , GBW， open-loop gain, static

3、current) the systematic analysis and verification. This paper details in the design process of the solution of the problem, the calculation process, the software use and Hspice simulation code explanation.Key words: current model operational amplifier DC Operating Point GBW open-loop gain static cur

4、rent Hspcie專心-專注-專業目 錄1 第一章：課題理解1.1 課題內容與要求課題題目：電流型運算放大器的設計電流型運算放大器是一種對電流信號進行放大的電路，相對于電壓型運算放大器，它具有更快的速度和更大的輸入噪聲。本題目的要求是設計一款電流型運算放大器，在5V電源電壓條件下，其性能盡可能滿足如下指標：1. 開環增益大于60dB；2. 增益帶寬積大于5MHz；3. 轉換速率大于50V/us；4. 靜態電流小于2mA。1.2 課題分析1.3.1 背景調查 電壓運算放大器受信號傳遞方式的限制，在工作速度和頻率方面不能滿足高速系統的需求。采用電流模技術設計和制造的電流型運算放大器在工作速度、

5、精度、帶寬和線性度方面均獲得很高性能。電壓運算放大器輸出電壓與同相輸入端和反相輸入端電位差有關，動態特性受增益帶寬積與轉換速率影響。電流型運放以電流為輸入信號，電壓為輸出信號，強調電流模運算，寄生節點電容影響小速率快。1.3.2 設計基礎原理本次設計主要采用MOS管搭建基礎電路，故有必要在設計前，對單管的設計參數進行一定的計算分析，這樣既可以更加靈活的掌握MOS管的特性，又可以積極有效的應用各項參數：1） 單管的主要參數：開啟電壓VT:VT是增強型MOS管的參數。當DS為某以固定值使iD等于一個微小電流時，柵源間的電壓。（本次設計電路所用到的均為增強型MOS管）輸出電阻ro：ro= 【此公式第

6、二個等號之后僅適用于NMOS】夾斷電壓VP:VP是耗盡型MOS管的參數。當DS為某以固定值使iD等于一個微小電流時，柵源間的電壓。（本次設計未用到耗盡型MOS管）低頻互導gm:gm=2Kn'(-)= 【=】2） Sah-薩支唐方程：對于NMOS飽和區： 【考慮了溝長調制效應】對于PMOS飽和區3) 輸出特性曲線： （1）增強型輸出特性曲線尤其應該注意的是MOS管的工作范圍，我們要求的是讓MOS管工作在飽和區，即。我們需要的即是這個工作范圍。2 第二章：設計具體過程2.1 部結構圖設計2.2 各元件參數設置2.3.1 確定電流由于轉換速率：題目要求SR>50V/us，設定，所以輸出

7、電流（OCA_A中最右邊的四個管子）Io>1000uA，設定為1400uA設定IBA、IBB為110uA，則電路圖右半部分已經消耗1400uA又因為題目要求靜態電流IQ<2mA，所以IB不能超過因為在10左右，所以我們選擇IB=100uA到這里，所有管子的電流都確定了：左邊六個管子電流是IB=110uA，最右邊四個是IB*B=1400uA，剩余兩個是IBA=IBB=100uA2.3.2 過驅動電壓的設置過驅動電壓Vgs-Vt設置如下： 2.3.3 MOS管長度的確定 全部設定為0.5um2.3.4 MOS管寬度的確定則由公式：可算出所有管子的寬度（結果此處略，數據見后面的綜合）2.

8、3.5 輸入電阻Ri大小的確定輸入電阻Ri由以下四個管子確定：由于：所以：=2×120uA÷0.2V=1.2×10-3uT在這里，Ids一樣，Vgs-Vt均設置為0.2V，所以：=909輸入電阻為：=9092、輸出電阻Ro的確定首先將輸出的六個管子分為兩部分（N管組成的下半部分和P管組成的上半部分），考慮下半部分，并等效為小信號模型：可以列出方程：由以上公式可以得到：這個式子表示的是下半部分的輸出電阻，而OCA的輸出電阻由兩部分組成，所以開環輸出電阻為：根據公式：分別算出：gmn1 =2×100uA÷0.2V=1×10-3 T gmn

9、2 =2×1400uA÷0.35V=8×10-3 T gmp1 =2×100uA÷0.2V=1×10-3 T gmp2=2×1400uA÷0.35V=8×10-3 T由于厄利電壓：（與W相關度不大）NMOS: PMOS:LVEn LVEp0.5u5V 0.5u4.5V1u14V 1u10.5V5u60V 5u50V這樣輸出電阻就為：ro=VEp/IDS這里，由于選取的長度為0.5um,則厄利電壓為：應分別選取： N管：5V ,P管：4.5V這樣計算得到：Romn4=VEn/IDS=5V/100uA=50K

10、Romn5=VEn/IDS=5V/1400uA=3.6KRomn6=VEn/IDS=5V/1400uA=3.6KRomp4=VEp/IDS=4.5V/100uA=45KRomp5=VEp/IDS=4.5V/1400uA=3.2KRomp6=VEp/IDS=4.5V/1400uA=3.2K則算得： = (1×10-3 T×50K×8×10-3 T×3.6K×3.6K)/(1×10-3 T×45K×8×10-3 T×3.2K×3.2K ) =5.8M2.3.6 反饋電阻Rf和源電

11、阻Rs的確定到這里，所有的管子的寬度、長度以及所有的電流都確定了，只剩下外部電阻。由于假設：B*Rf>>RiB*Rs>>RiRo>>Rf>>RsB=11.7，則可以確定Ri、Ro的值。由于：B*Rf>>RiB*Rs>>RiRo>>Rf>>Rs得到：12Rf>>1k12Rs>>1k16M>>Rf>>Rs又因為：題目要求增益大于60dB，也就是1000綜合以上因素，設置Rs=1k，Rf=1.2M附：初步計算的參數設置表MN1MN2MN3MN4MN5MN6L

12、(um)0.50.50.50.50.50.5M(um)21.42921.4296.99717.85781.63381.633MP1MP2MP3MP4MP5MP6L(um)0.50.50.50.50.50.5M(um)24.490757562.5285.714285.714RfRsIBAIBBVDDCL1.4M1k100uA100uA5V20pFRinRoutIBIoKnKp833.35.6M120u1400u140402.3 手工計算指標驗證 21.11.21.31.41開環增益大于60dB；低頻增益為，由Rf：Rs>=1000:1增益大于60dB2增益帶寬積大于5MHz； （待仿真結果

13、才能計算） 由于增益1028,所以增益帶寬積為40.9MHZ>5MHZ3轉換速率大于50V/us； =1400uA÷20pf=70V/us4靜態電流小于2mA。靜態電流IQ=2IB+IBA+IBB+Io=200uA+100uA+100uA+1200uA=1.6mA<2.0mA經過仿真后微調了參數，后來發現發現B理解錯，管子的寬度并不需要改動，而=909 =5.8M Rs=1k，Rf=1.4M附：仿真后數據調整為：MN1MN2MN3MN4MN5MN6L(um)0.50.50.50.50.50.5M(um)19.64319.6436.41317.85781.63381.633

14、MP1MP2MP3MP4MP5MP6L(um)0.50.50.50.50.50.5M(um)22.44968.7568.7562.5285.714285.714RfRsIBAIBBVDDCL1.4M1k110uA110uA5V20pFRinRouIoKnKp9095.8M1400140403 第三章：電路仿真過程3.1 直流工作點確定為了能使電路中各管工作在飽和狀態，我們首先要確定直流工作點，為此我們可以利用直流掃描，來獲取相關各電壓狀態下的掃描值，并以列表形式顯示，以便快速精準的找出直流工作點。相應的Pspice語句如下：.OP.DC Vin 2.45 2.55 0.00001*直流分析，找

15、出直流工作點（一般工作點應在2.5V左右，故采用0.05V區間搜索）.plot dc v(out) 獲取的列表如下(由于表較長，在此只截取相關部分): volt v(out)從而獲取直流工作點 為2.5092V3.2 直流分析3.2.1 直流工作狀態分析在設定直流工作點后，如：再進行一次掃描，檢查各管是否工作于飽和狀態，檢查結果如下：可見各管皆工作在飽和區，可以進行下一步的分析。3.2.2 靜態電流分析由圖可知 靜態電流為1.8476mA<2mA,故滿足題目要求。3.3 交流分析3.3.1 開環增益分析該圖為Vout交流分析，由于Vin=1v ，Av=Vout/Vin，故閉環增益Av在數

16、值上等于Vout,由仿真數據（已在仿真程序中編寫測量語句）中可讀出閉環增益Av在數值上等于vmax= 1.4546E+03即Av=1.4546E+03>1000,即開環增益大于60dB歐姆，滿足題目要求。3.3.2 增益帶寬積的分析取增益下降到通頻帶內增益的0.707倍時，由仿真數據可知，f_-3db= 4.3127E+04由開環增益仿真可知 Av=1.4546E+03GBW =Af * f_-3db = 1.4546E+03 * 4.3127E+04 = 62.74MHz > 5MHz 滿足題目要求。3.4 瞬態分析3.4.1 轉換速率的分析此處在運算過程中，取上升時（2V到3V

17、的線性段）經歷時間 = 1.6314E-09s可知 k=613v/us>50v/us,遠遠滿足題目要求。4 第四章：設計結果分析4.1 指標分析參數比較閉環增益Av增益帶寬積GBW靜態電流轉換速率設計指標要求>1000(60dB)>5MHz<2.0mA>50V/us計算結果102840.9MHz1.6mA70V/us仿真結果145562.74MHz1.8476mA613V/us從實驗結果中可以看出，仿真結果和計算結果均已達標，然而實際仿真的值要比理論計算的值要大一些，這以一方面說明了理論設計和實際的誤差關系，同時也提醒我們在理論計算的時候，一定要考慮到仿真與理論計

18、算的差值，并且留取足夠的裕度，從仿真結果也可以看出電流型運算放大器所具備的高速性能。再次，分析仿真結果和計算結果不相一致的幾個主要原因：1) 這些計算公式本身就是一個近似公式，所以在多次應用后存在運算累計誤差，從而造成一定的計算偏離。2) 當處于不同的工作條件下，管子的部分基本參數會發生變化，從而使得計算應用的一些固定參數不一定適用。另外，我們也在設計調試過程中，發現寬長比對于系統性能的影響較大，在電流取定以后，增益就決定于N1、P1，N2，P2兩對管子的寬長比，只要寬長比足夠的大，則就可以達到相當大的增益，并且增益帶寬積也會相應地增大，同時可以提高系統的穩定裕度。4.2 改進思考1) 在使用

19、電流反饋運算放大器時,外接負反饋電阻決定其工作的穩定性。反饋電阻取值越小,電路工作的信號帶寬越寬,但工作越不穩定,越輕易自激，且增益會下降。因此,為了保證運放工作穩定,反饋電阻的取值存在一個最小值。為此我們多次進行仿真，發現RF取值在1.3M-1.4M，最為穩定，當然在此工作狀態下，開環增益也較1.7M時有所下降，但是穩定性能大幅提高。2) 由于特定管子的寬長比對于系統性能的影響較大，在電流取定以后，增益就決定于N1、P1，N2，P2兩對管子的寬長比，只要寬長比足夠的大，則就可以達到相當大的增益，并且增益帶寬積也會相應地增大，同時可以提高系統的穩定裕度，但是也不可過分增大寬長比。為此，我們也進

20、一步進行了仿真，發現在80左右，系統增益和相對穩定性最佳。5 設計總結和心得本次IC課程設計，我負責了所有的計算部分以及部分的方針輔助工作（主要是協助完成一些參數的方針，然后對部分參數進行適當的修改）。我從中獲益匪淺。大二下我們已經深入的學習過模擬電子技術基礎和微電子器件與IC設計基礎這兩門課程的理論知識了，但是對于實踐方面的知識我們一無所知。感謝有這門課程，使我們學會將課堂上的純理論知識變成生活中實用的部分。在這次課程設計中，我覺得很重要的一點就是在時間安排，計劃分工，團結合作上。由于這個學期我報考了GRE，我們的課程設計開始的時間不是很早，以至于第一次的答疑的時候我們還沒開始，浪費了一次寶

21、貴的機會，這里首先要感謝隊友的理解和支持。考試一結束，我們就開始了課程設計。在一開始看題的時候其實很茫然，一點都不明白我們要做的是什么。后來通過跟大家交流，問上屆的學長，我們初步知道了課設的目的和需要具備的知識。于是我們初步分工：查資料，研究電路，學習仿真軟件。這些便是我們課設的基礎。在這個過程中，印象很深的就是參數的設計與計算。剛開始時確實是無從下手，幸好我們有個很好的助教，給了我們非常多的極為有用的資料，所以他也是我要特別感謝的人。對照資料，我初步試著計算了一組數據，然后用我給他的數據進行了初步的仿真，發現靜態電流偏大，于是我又對參數進行了適當的改進，調整了Rf和Rs的值，第二次仿真便滿足

22、了要求。但是在計算輸出電阻的理論值的時候，我一直算的并不是助教說的10M左右，后來問助教，才知道其實各種公式本身都帶有誤差，在多各項相乘后手工計算的結果就會偏差很大了，蝴蝶效應就是這樣的吧。助教告訴我們，要是把每個MOS管的輸出電阻用仿真的值代入計算所得的結果會準確不少。后來發現的確是這樣的。除了這個問題，其它的我們進行得很順利。最后發現仿真出來的指標和我手工計算的有一定的差別，不過這正體現了理論和實際的差別。雖然課設告一段落但是我總覺得我的課設還沒有結束，因為其中還有很多未知的東西等著我去深究，還有viewlogic和Hspice兩款強大的軟件等著我去深入的了解他們的使用方法，和適用的范圍。

23、這次課設通過不斷的計算不斷的修改參數來調整性能，不僅使我的理論知識得到了加強，還使我分析問題、思考問題和解決問題的能力得到了加強，而且提高了我理論聯系實際的能力，培養了我認真、仔細的好習慣。最后，再次感謝我的隊友6 致 謝感謝在此文寫作過程中對我悉心指導的老師和學長。7 參考文獻【1】 畢查德-拉扎維，模擬CMOS集成電路設計（Design of Analog CMOS Integrated Circuits），西安：西安交通大學出版社，2002。【2】 Willy M.C.Sansen著，模擬集成電路設計精粹，北京：清華大學出版社，2008.3。【3】 康華光，電子技術基礎（模擬部分），北京

24、：高等教育出版社，2006。【4】 羅廣孝，CMOS 模擬集成電路設計與仿真，保定：華北電力大學出版社，2007。【5】 劉剛 雷鑑銘 高俊雄 陳濤，微電子器件與IC設計基礎，北京：科學出版社，2005【6】 謝長焱 何怡剛，低電壓全擺幅恒跨導 CMOS 運算放大器的設計，吉首大學學報，2006，27（5）【7】 何紅松, CMOS兩級運算放大器設計與HSPICE仿真,湖南：湖南科技學院學報，2007.12，28（12）8 附錄（網表清單）Design.sp(網表文件)A SIMPLE AMP.lib "D:myhspicec25u5vc25u5v.lib" TT.OPTI

25、ONS LIST NODE POSTVDD VDD 0 5v*電源電壓VB VB 0 2.5v*偏置電壓IB1 VDD 4 110uAIB2 5 GND 110uA*偏置電流Vin in 0 2.5092V AC 1 *PWL 0us 0V 0.5us 0V 0.50001us 5V 1us 5V 1.00001us 0V*輸入信號，這里的'?'要根據DC分析來確定*PWL是進行轉換速率仿真，不進行轉換速率仿真時要屏蔽掉以防影響OP分析*設置寬長比Mp1 2 2 VDD VDD P_50_MM L=0.5U W=22.449U Mn1 3 3 GND GND N_50_MM L=0.5U W=6.997UMp2 3 5 1 1 P_50_MM L=0.5U W=68.75U Mp3 5 5 VB VB P_50_MM L=0.5U W=68.75U Mn2 2 4 1 1 N_50_MM L=0