1、精選優質文檔-傾情為你奉上前言：電力電子課程設計的意義： 電力電子課程設計是電氣工程及其自動化專業學生在整個學習過程中一項綜合性實踐環節，復習鞏固本課程及其他課程的有關內容，對學生的實踐能力的培養和實踐技能的訓練具有相當重要的意義。通過設計獲得電力電子技術必要的基本理論、基本分析方法以及基本技能的培養和訓練，為學習后續課程以及從事與電氣工程及其自動化專業有關的技術工作和科學研究打下一定的基礎，也便于學生加深理解和靈活運用所學的理論，提高學生獨立分析問題、解決問題的能力，為畢業后的工程實踐打下良好的基礎。 直流斬波可逆調速系統簡介：自從全控型電力電子器件問世以后，就出現了采用脈沖寬度調制的高頻開

2、關控制方式，形成了脈寬調制變換器-直流電動機調速系統，簡稱直流脈寬調速系統或直流PWM調速系統。與VM系統相比，PWM系統在很多方面有較大的優越性：1. 主電路簡單，需用的功率器件少；2. 開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都比較小；3. 低速性能好，穩態精度高，調速范圍寬，可達1:10000左右；4. 若是與快速響應的電機配合，則系統頻帶寬，動態響應快，動態抗干擾能力強；5. 功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適中時，開關損耗也不大，因而裝置效率高；6. 直流電流采用不控整流，電網功率因素比相控整流器高。由于以上優點直流PWM系統應用日益廣泛，特別是在中小容量的

3、高動態性能系統中，已完全取代了VM系統。為達到更好的機械特性要求，一般直流電動機都是在閉環控制下運行，且經常采用的閉環系統有轉速負反饋和電流截止負反饋。目錄：一、課程設計內容與要求題目：直流斬波可逆調速系統的設計1. 直流電動機的參數：P=1.5KW, U=220V, I=8.7A, N=1500; 他逆，勵磁電壓U=200V, 電動機最大起動電流倍數1.52. 設計內容 主回路設計，參數計算，開關器件選擇； 緩沖電路及保護電路的設計和元件的選擇； 驅動電路的設計； 控制策略選擇； 系統工作原理分析及波形分析。3. 設計基本要求根據設計題目要求，認真復習教材，閱讀有關文獻，設計手冊及資料，獨立

4、按時完成任務，設計說明書要求簡潔，通順，計算正確，圖表、圖紙規范，符合工程設計要求。4. 編寫課程設計說明書：1.前言 2.目錄 3.正文 4.結論 5.參考文獻。二、主電路2.1 主電路的設計直流斬波可逆調速系統首先要得到直流電源，因此在主電路中，要有將電網的交流電變換為直流電的整流電路。整流電路的選擇：整流電路有單相半波、單相全波、單相橋式、三相半波、三相橋式等多種整流電路。其中單相半波整流電路簡單，但變壓器二次側電流中含有直流分量，造成變壓器鐵心直流磁化，因而不采用；單相全波、單相橋式整流電路也有電路簡單的優點，但是輸出脈動大。三相半波整流電路的主要缺點也是其變壓器二次側電流中含有直流分

5、量，為此很少應用。選擇電容濾波的三相橋式不可控整流電路，其電路圖如下： 圖2-1三相橋式不可控整流電路可逆PWM變換器主電路選擇：可逆PWM變換器主電路的結構形式有H型、T型等，T型電路由兩個可控電力電子器件和兩個續流二極管組成，所用元件少，線路簡單，構成系統時便于引出反饋，適用于作為電壓低于50V的電動機的可控電壓源；但是T型電路需要正負對稱的雙極性直流電源，電路中的電力電子器件要求承受兩倍的電源電壓，在相同的直流電源電壓下，其輸出電壓的幅值為H型電路的一半。T型電路圖如下：圖2-2 T型電路H型電路是實際上廣泛應用的可逆PWM變換器電路，它由四個可控電力電子器件和四個續流二極管組成的橋式電

6、路，這種電路只需要單極性電源，所需電力電子器件的耐壓相對較低，但是構成調速系統的電動機電樞兩端浮地。H型電路圖如下： 圖2-3 H型電路因此總體主電路由電容濾波三相不可控整流電路和H型可逆PWM變換器電路組成。總體主電路圖如下： 圖2-3主電路圖2.2主電路器件選擇與參數計算2.2.1電動機參數計算PN=1.5KW；UN=220V; IN=8.7A;nN=1500rpm; 他勵勵磁方式，勵磁電壓UL=200V;最大起動電流倍數為。則有：（1） 估算電樞電阻：（2） 計算（3） 計算（4） 計算空載轉速（5） 計算啟動電流2.2.2整流電路變壓器的選擇變壓器變比 Ud=220 考慮占空比為90則

7、 US=Ud/0.8=275V取 US=2.34U2 U2=US/2.34=117.5V考慮到10的裕量 U2=1.1*117.5=129.3V一、 二次線圈電流 I2=0.816Id*0.8=5.68A變比 K=U1/U2=220/129.3=1.7 I1=I2/K=3.34A考慮空載電流 取 I1=1.05*3.34=3.51A變壓器容量計算 S1=3*U1I1=3*220*3.51=2316.6VA S2=3*U2I2=3*129.3*5.68=2203.3VA S=(S1+S2)/2=2060VA取變壓器容量為SN=2000VA變壓器連接方式變壓器一次側接成三角形，避免3次諧波電流流入

8、電網，變壓器二次側接成星形，即選用D/Y接法。2.2.3電力二極管參數電力二極管的反向重復峰值電壓URRM由以上計算U2=129.3V，電力二極管承受的反向重復峰值電壓為2.45倍U2，同時考慮23倍的安全裕量，則URRM=3*2.45*129.3=950V.取URRM=1000V 。電力二極管的正向平均電流IF(AV)該電路整流輸出接有大電容，而且負載也不是純電感負載，但為了簡化計算，仍可按電感計算，只是電流裕量要適當取大些。 ID=0.577Id=0.577*8.7*0.8=4.02A IF(AV)=2*ID/1.57=2*4.02/1.57=5.12A2.2.4濾波電容選擇 C1一般根據

9、放電的時間常數計算，負載越大，要求紋波系數越小，一般不做嚴格計算，多取2000F以上。因該系統負載不大，故取C1 為2500F 。電容的額定工作電壓，UN取1.5倍電壓峰值。 即： UN=1.5*2U23=1.5*1.414*129.3*1.732=453.8V .取UN=500V .2.2.5 MOSFET的選擇MOSFET所承受的最大正反電壓： um=6*U2=6*129.3=302.6V考慮到3倍余量有，MOSFET的電壓定額為： UVT=3um=3*302.6=908V經過MOSFET的平均電流為ID=0.9*IN=8.25A，因此流過MOSFET的電流有效值為8.25A，考慮到2倍的

10、電流余量，則MOSFET的電流定額為： IVT=2*ID/1.57=10.51A所以，選擇MOSFET的參數為，其電壓定額為大于等于846V，電流定額大于等于10.51A的MOSFET 即可。2.2.6續流二極管的選擇MOSFET所承受的最大正反電壓： um=6*U2=6*129.3=302.6V考慮到3倍余量有，MOSFET的電壓定額為： UVT=3um=3*302.6=908V考慮2倍余量有，續流二極管額定電流為：IV(AT)=2*0.5*IN/1.57=7.84A因此，續流二極管可以選擇其額定電壓大于等于7.84A,額定電壓大于等于846V。2.2.7主電路電感的選擇為保證直流電機在可逆

11、調速過程中電流連續范圍比較大，可以選擇電感值較大的電感，這里我們選擇30mH的大電感。三、緩沖電路與保護電路3.1 緩沖電路3.11緩沖電路設計加入緩沖電路前后，MOSFET 開通與關斷時輸出特性如下圖所示：圖3-1 加入緩沖電路后波形MOSFET 的常用緩沖電路有以下兩種形式 圖3-2 圖3-3開通緩沖電路的選擇器件開通時，串聯電感可以抑制電流的上升率di/dt，減少開關損耗，但是由于電感元器件體積龐大，一般情況下MOSFET開關電路的集電極不需要串聯電感，其開通損耗可以通過改善柵極驅動條件來加以改善。關斷緩沖電路結構的選擇一般而言，在橋式功率電路中，應該選擇橋式緩沖電路，以簡化電路結構，改

12、善緩沖效果。對于不同功率等級的應用，應考慮選擇不同的緩沖電路結構，盡可能使電路結構簡化。在中小功率容量的應用中，往往可并聯一個吸收電容。若線路電感較小，也可以只在直流側加du/dt抑制電路。設計如下圖所示的緩沖電路 圖3-4 MOSFET橋型接法緩沖電路3.1.2緩沖電路元件選擇為了防止因電路存在雜散電感Ls而產生的瞬時過電壓，應在漏極和源極兩端采用RC緩沖電路進行過電壓的保護。如下圖所示，用于MOSFET漏源過電壓保護的緩沖電路的電路圖。該電路中利用電容兩端電壓不能突變的特點，來起到緩沖作用。其中所串的電阻R2用于限制緩沖電路所允許的最大電流。1. 緩沖二極管的選擇：緩沖二極管是RCD緩沖電

13、路中的關鍵器件。緩沖二極管的選擇錯誤，可能產生較高的尖峰電壓并在緩沖二極管反向恢復時，電壓產生震蕩。緩沖二極管必須選擇快恢復二極管，要選擇過渡正向電壓低、逆向恢復時間短、逆向恢復特性較軟的快恢復二極管。對于額定電流，至少不小于主電路期間的1/10。所以選擇額定電流為2A的快恢復二極管。2. 緩沖電容的選擇：緩沖電容及緩沖電阻的取值可實驗確定也可以參考工程手冊。緩沖電容要選用高頻特性優良的電容如薄膜電容器。一般而言，除需要滿足必須的電壓等級之外，緩沖電容所必須的容量值可按下式估算 Cs=LI0(UCEF-U)2公式中：L是主電路的分布電感；I0是MOSFET關斷時的集電極電流；UCEF是緩沖電容

14、電壓的最終值；U 是直流母線電壓。3. 緩沖電阻的選擇：對于緩沖電阻性能的要求是：在MOSFET進行關斷動作時，能將緩沖電容上積聚的電荷及時放電。如果將緩沖電阻值設定得過低，緩沖電路中可能產生振蕩。MOSFET關斷時，以放電90的積聚電荷為條件，可以用以下公式估算出緩沖電阻值 RS12.3CSf公式中：f是功率期間的開關頻率。3.2保護電路保護電路過電壓保護、過電流保護、短路保護。主電路中過電壓主要是泵升電壓問題，在電氣傳動系統中，當電動機由于減速等原因而處于再生制動狀態，傳動系統中所儲存的機械能會經過電動機轉換成電能，并通過功率器件回饋到直流母線側。這些能量一般儲存在功率主電路的儲能元件中，

15、如不存在能量釋放電路，將會導致直流母線側電壓升高，升高的這部分電壓稱為泵升電壓。除此之外，還存在由于功率器件開關所導致的瞬時過電壓。瞬時過電壓主要是關斷過電壓以及換相過電壓。關斷過電壓是在主功率器件關斷時，正向電流迅速降低而由線路電感在器件兩端感應出的過電壓；換相過電壓是與主功率器件反方向并聯的二極管在換相結束后不能立即恢復阻斷，有較大的反向電流流過，當恢復了阻斷能力時，該反向電流急劇減小，會由線路電感在器件兩端感應出過電壓。過電壓保護電路英具有抑制以上各種過電壓的能力。過電流保護電路過電流保護可以分為過載保護和短路保護兩種情況。功率主電路中串聯快速熔斷器，快速熔斷器作為第一保護措施，一般僅在

16、短路電流較大的區域起到保護作用。有電流檢測環節、比較器、交流接觸器及其線圈控制電路等構成過電流保護電路，一般的方式是，當檢測電流為非正常過載電流使比較器翻轉，進而切斷交流接觸器的控制線圈通電回路，使交流接觸器斷開，從而實現主電路與電源的完全分斷。在這樣的過電流保護電路中，一般需要通過光電耦合電路將交流接觸器控制線圈的驅動電路和其保護電路隔離。保護電路圖如下圖所示： 圖3-5 保護電路接線圖四、驅動電路鑒于對mosfet的驅動，由于其開關速度快，工作頻率高，且為電壓驅動，選擇驅動電路時，最重要的是選擇其驅動頻率能夠滿足要求，正常的驅動mosfet管。因此在這里我們選用光耦合器進行驅動，由于TLP

17、521工作頻率低，工作速度慢，轉換電流大等原因，而高速耦合器6N137可以克服以上的缺點，因此我們選擇了6N137作為本系統的驅動芯片。 光耦合器的優點：信號單向傳輸，輸入端與輸出端完全實現了電氣隔離隔離，輸出信號對輸入端無影響，抗干擾能力強，工作穩定，無觸點，使用壽命長，傳輸效率高。光耦合器現已廣泛用于電氣絕緣、電平轉換、級間耦合、驅動電路、開關電路、斬波器、多諧振蕩器、信號隔離、級間隔離、脈沖放大電路、數字儀表、遠距離信號傳輸、脈沖放大、固態繼電器(SSR)、儀器儀表、通信設備及微機接口中。在單片開關電源中，利用線性光耦合器可構成光耦反饋電路，通過調節控制端電流來改變占空比，達到精密穩壓目

18、的。光耦合器的性能：用于傳遞模擬信號的光耦合器的發光器件為二極管、光接收器為光敏三極管。當有電流通過發光二極管時，便形成一個光源，該光源照射到光敏三極管表面上，使光敏三極管產生集電極電流，該電流的大小與光照的強弱，亦即流過二極管的正向電流的大小成正比。由于光耦合器的輸入端和輸出端之間通過光信號來傳輸，因而兩部分之間在電氣上完全隔離，沒有電信號的反饋和干擾，故性能穩定，抗干擾能力強。發光管和光敏管之間的耦合電容小（2pf左右）、耐壓高(2.5KV左右)，故共模抑制比很高。輸入和輸出間的電隔離度取決于兩部分供電電源間的絕緣電阻。此外，因其輸入電阻小（約10），對高內阻源的噪聲相當于被短接。因此，由

19、光耦合器構成的模擬信號隔離電路具有優良的電氣性能。6N137驅動芯片介紹： 6N137光耦合器是一款用于單通道的高速光耦合器，其內部有一個850 nm波長AlGaAs LED和一個集成檢測器組成，其檢測器由一個光敏二極管、高增益線性運放及一個肖特基鉗位的集電極開路的三極管組成。具有溫度、電流和電壓補償功能，高的輸入輸出隔離，LSTTL/TTL兼容，高速(典型為10MBd)，5mA的極小輸入電流。特性：轉換速率高達10MBit/s;擺率高達10kV/us;扇出系數為8;邏輯電平輸出;集電極開路輸出;6N137的工作原理及用法：圖4-1 6N137內部結構6N137的結構原理如圖所示，信號從腳2和

20、腳3輸入，發光二極管，經片內光通道傳到光敏二極管，反向偏置的光敏二極管光照后導通，經電流電壓轉換后送到與門的一個輸入端，與門的另一個輸入為使能端，當使能為高時與門輸出高電平，經輸出三極管反向后光電隔離器輸出低電平。當輸入信號電流小于觸發閾值或使能為低時，輸出高電平，腳6是集電極開路輸出端，通常加上拉電阻RL。雖然輸出地點平時可吸收電路達13mA，但仍應當根據后級輸入電路的需要選擇阻值。因為電阻太小會使6N137耗電增大，加大對電源的沖擊，使旁路電容無法吸收，而干擾整個模塊的電源，甚至把尖峰噪聲帶到地線上。一般可選4.7k歐姆，若后級是TTL輸入電路，且只有1到2個負載，則用47k歐姆或15k歐

21、姆也行。使用中6N137有兩種邏輯輸出，簡單原理如下圖所示，若以腳2為輸入，腳3接地，則相當于非門的傳輸，若希望在傳輸過程中不改變邏輯狀態，則從腳3輸入，腳2接高電平。其中RF為限流電阻，一般可取500歐姆左右。需要注意的是，在6N137光耦合器的電源管教旁應有一個0.1uF的去耦電容。在選擇電容類型時，應盡量選擇高頻特性好的額電容器，如陶瓷電容或鉭電容，并且盡量靠近6N137光耦合器的電源管腳；另外，輸入使能管腳在芯片內部已有上拉電阻，無需再接上拉電阻。在本系統設計中我們選擇邏輯傳輸狀態不變的接法，級3腳接輸入，2腳接高電平，用RF進行限流，選擇470歐姆的限流電阻。在本系統設計中我們選擇邏

22、輯傳輸狀態不變的接法，級3腳接輸入，2腳接高電平，用RF進行限流，選擇470歐姆的限流電阻。接法如下圖所示： 圖4-2 6N137接線圖五、控制策略的選擇5.1系統的控制方式直流斬波可逆調速系統的控制方式有開環控制、速度反饋單閉環控制、速度電流雙閉環控制等，一下比較各種控制方式的優缺點，選擇最佳控制方案。5.1.1開環控制開環系統的原理框圖如下：速度給定電機H橋驅動器PWM發生器速度控制器 圖5-1開環控制系統原理圖開環系統優缺點：開環控制系統的輸出量不反送到輸入端參與控制，即輸出速度與輸入速度給定之間沒有任何直接的聯系。開環系統結構簡單、成本低、輸入量與輸出量之間的關系是固定的。在內部參數和

23、外部負載等干擾因素不大的情況下，可以采用開環控制系統。但是，當各種無法預計的擾動因素，是被調量產生的偏差超過允許的限度時，則不能采用開環控制而要采用閉環控制系統。5.1.2速度反饋單閉環控制系統速度反饋單閉環控制系統原理框圖如下：速度給定 速度輸出速度反饋速度控制器PWM發生器H橋電機驅動器圖5-2速度反饋單閉環控制系統原理圖速度反饋單閉環系統優缺點：開環調速系統的機械特性較軟，滿足不了較高的調速要求，根據生產工藝要求，通常對某些生產機械的電力拖動裝置提出更高的要求，速度反饋單閉環系統提高了系統靜態特性的硬度。但是由于電動機機械慣性大，因此速度反饋的單閉環系統反應速度慢，存在調節滯后、延時的問

24、題。5.1.3速度、電流雙閉環控制系統速度、電流雙閉環控制系統原理框圖如下：電流反饋ACRASRH橋驅動器PWM發生器電機速度反饋速度給定 速度、電流輸出 圖5-3速度、電流雙閉環控制系統原理圖速度、電流反饋雙閉環控制系統特點速度、電流反饋的雙閉環控制系統很好的滿足了動、靜態性能，因此一般動、靜態性能較好的調速系統都是采用轉速、電流雙閉環控制方案。5.2 H型變換器的控制方式選擇H型變換器在控制方式上分為雙極式、單極式和受限單極式，一下分析各種方式的特點，并選擇一種合適的控制方式。（1）雙極式可逆PWM變換器  圖 5-4 PWM變換器四個電力晶體管分為兩組，VT1和VT4為一組，V

25、T2和VT3為一組。同一組中兩個電力晶體管的基極驅動電壓波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同時導通和關斷；Ub2=Ub3，VT2和VT3同時導通和關斷。而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一個開關周期內VT1，VT4和VT2，VT3兩組晶體管交替地導通和關斷，變換器輸出電壓UAB在一個周期內有正負極性變化，這是雙極式PWM變換器的特征，也是“雙極性”名稱的由來。雙極式可逆PWM變換器的優點是：電流一定連續，可以使電動機實現四象限動行；電動機停止時的微振交變電流可以消除靜摩擦死區；低速時由于每個電力電子器件的驅動脈沖仍較寬而有利于折可靠導通；低速平穩性好，可達到很寬的調速范圍。

26、雙極式可逆PWM變換器存在如下缺點；在工作過程中，四個電力電子器件都處于開關狀態，開關損耗大，而且容易發生上、下兩只電力電子器件直通的事故，降低了設備的可靠性。（2）單極式可逆PWM變換器單極式可逆PWM變換器和雙極式變換器在電路構成上完全一樣，不同之處在于驅動信號不一樣。左邊兩個電力電子器件的驅動信號Ub1=-Ub2，具有和雙極式一樣的正、負交替的脈沖波形，使VT1和VT2交替導通；右邊兩個器件VT3、VT4的驅動信號則按電動機的轉向施加不同的控制信號：電動機正轉時，使Ub3恒為負，Ub4恒為正，VT3截止VT4常通；電動機反轉時，則使Ub3恒為正，Ub4恒為負，VT3常通VT4截止。這種驅

27、動信號的變化顯然會使不同階段各電力電子器件的開關情況和電流流通的回路與雙極式變換器相比有不同。當電動機負載較重時電流方向連續不變；負載較輕時，電流在一個開關周期內也會變向。（3）受限單極式可逆PWM 變換器單極式變換器在減少開關損耗和提高可靠性方面比雙極式比雙極式變換器好，但是還是有一對晶體管VT1和VT2交替導通和關斷，仍有電源直通的危險。當電機正轉時，在0t ton期間，VT2是一直截止的。同樣，當電動機反轉時，讓Ub1恒為負，VT1一直截止，這樣，就不會產生VT1 、VT2直通的故障了。 受限單極式可逆變換器在負載較重時，電流id在一個方向內連續變化，所有電壓、電流波形都和一般單極式變換

28、器一樣。但是在負載較輕時，由于有兩個晶體管一直處于截止狀態，不肯能導通，因而不會出現電流變向的情況，在連續期間電流衰減到零時，波形便中斷了，這是電樞兩端電壓跳變到UAB=E,這種輕載電流斷續的現象將使變換器的外特性變軟。它使PWM調速系統靜、動態性能變差。經過綜合比較，雙極式可逆PWM變換器的控制方式簡單，利集成芯片SG3525、SG3524等可以方便實現，且可以保證上下MOSFET 不同時導通，即保證了可靠性。5.3控制電路設計5.3.1轉速調節器，轉速調節器，轉速反饋電路圖如下，由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有換向紋波，因此也需要濾波。 圖 5-5 轉速調節器5.3.2電流調節器由于電流

29、檢測中常常含有交流分量，為使其不影響調節器的輸入，需加低通濾波。此濾波環節傳遞函數可用一階慣性環節表示。電流調節器如下圖所示： 圖 5-6 電流調節器5.3.3PWM波發生器設計PWM波發生器由專用的PWM控制芯片SG3525為核心構成，控制電路輸出占空比可調的矩形波，其占空比受uco控制。其具體接線圖如下：其中uco是給定與速度反饋比較后經ACR，其輸出與電流反饋比較經過ASR，其輸出即為uco 圖5-7 PWM 波發生電路 六、系統工作原理分析 圖6-1 主電路圖 圖 6-2 控制電路圖雙閉環直流調速系統原理圖如上圖所示。在該雙閉環直流調速系統中主電路采用H橋式電路，控制電路中設置了兩個調

30、節器，轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，電流調節器的輸出控制直流斬波器的觸發裝置，從而對直流電動機進行可逆調速。電流調節器在里面稱作內環，轉速調節器在外面稱作外環，這樣就形成轉速、電流雙閉環調速系統。為了獲得良好的靜、動態性能，轉速和電流兩個調節器都采用 PI 調節器。轉速調節器是調速系統的主導調節器，它使轉速跟隨其給定電壓變化，穩態時實現轉速無靜差，對負載變化起抗擾作用，其輸出限幅值決定電機允許的最大電流。 電流調節器使電流緊緊跟隨其給定電壓變化，對電網電壓的波動起及時抗擾作用，在轉速動態過程中能夠獲得電動機允許的最大電流，從而加快動態過程，當電機過載甚至堵轉時，限制電樞電流的最大值，起快速的自動保護作用。一旦故障消失，系統立即自動恢復正常。七、波形分析與MATLAB 仿真整流電路電網380三相電壓經過整流變壓器，由三相不可控整流電路實現整流，其MATLAB仿真電路如下：整流后波形如下：經過電容濾波后波形如下：橋式直流PWM變流器（雙極性調制）的MATLAB仿真模型如下圖所示：橋式直流P