1、用于LTE接收機的MMSE-FD均衡算法MMSE-FDEEqualizationAlgorithmforLTEReceiverWANGLianyoul,2,LUZhimaol,SHIDai2(1.CollegeofInformationandCommunications,HarbinEngineeringUniversity,Harbin,150001,China;2.StateKeyLaboratoryofWirelessCommunications(CATT),Beijing,100083,China):AccordingtothecharacteristicsofLTEuplinkSIM

2、Oreceiver,theMMSE-RISICequalizerissimplifiedandtheMMSE-FDEequalizerisgained.Allstepsofthisequalizerperforminfrequencydomain,thecomplexityofalgorithmdecreasesharply.Throughsimulationincomputer,theresultshowsthatMMSE-FDEequalizerremovessometheinter-symbol-interference(ISI)introducedbytheMMSEequalizeri

3、nEPAandEVAchannelwhicharethecommonchannelsin3GPPLTEprotocol,andtheabilityofthesystemisimprovedobviously.Keywords:LTEsystem;uplinkSIMO;MMSE-FDEequalizer;inter-symbol-interference0引言LongTermEvolution(LTE)上行傳輸方案米用帶CyclicPrefix(CP)的Single-CarrierFrequencyDivisionMultipleAccess(SC-FDMA方案1,其最大的優點之一就是可以進行低

4、復雜度的頻域均衡。然而，傳統的兩種線性均衡算法ZeroForce(ZF)和MinimumMeanSquareError(MMSE)都有著自身的不足,ZF均衡在頻率選擇性信道中，尤其是信道具有頻域上的深衰落極點時會放大噪聲，使性能嚴重下降。MMS均衡雖然限制住了噪聲的放大，卻也引入了一部分干擾2。文獻3提出的MMSE-ResidualISICanceHation(MMSE-RISIC)均衡器，其思想就是消除MMS均衡的殘留碼間干擾，在IEEE802.16的SC-FDE系統中仿真，比較有效地消除了MMS均衡器殘留的碼間干擾。本文對MMSE-RISIC算法進行簡化，形成一種新的均衡器，因其全部處理過

5、程都在頻域處理，故稱之為MMSE-FDE(FrequencyDomainProcession)算法。并且在LTEULSIMO1X2環境下進行了仿真驗證，仿真結果證實了MMSE-FD均衡算法在LTE最常見的EPA和EVA信道下性能比MMSE均衡有較明顯的提升。1 LTE上行接收機模型整個LTE上行接收機系統框圖如圖1所示，接收到的時域信號r去掉CP,經過FFT運算，去掉在頻域添加的Guard變為R,DMRS和數據分開，DMRS進行信道估計和信噪比計算，估計到信道的傳遞函數和信噪比1/SNR,然后經過均衡器得到頻域的軟比特數據4o經IFFT運算還要經過一系列步驟的處理才得到最后的媒體接入層(MAC

6、)向物理層(PHY)傳輸的數據。圖1LTE上行基站接收系統框圖2. 適合LTESC-FDMASIMO勺MMSE-FD均衡算法3. 1MMSE-FDE均衡算法結構文獻提出的MMSE-RISIC勻衡方式，在MMS均衡輸出并判決出時域信號后，經過FFT運算得到頻域形式，然后通過反饋函數B估計出碼間干擾，并轉化為時域形式后，在時域進行-操作，以消除碼間干擾。這是一種比較簡單的判決反饋均衡器的方法其框圖如圖2所示。圖2IEEE802.16的SC-FDE下的MMSE-RISIC框圖但是，其實數據信號、傳遞函數1,2都是頻域數據，在信道估計得較準確的情況下，可以在不進行時域判決的情況下在頻域直接進行反饋處理

7、，這樣可以大大降低算法的復雜度，減少IFFT和FFT運算，更方便于DSP實現。于是得到了MMSE-FD均衡器的框圖如圖3所示。圖3MMSE-FD框圖4. 2LTESIMO1X2下MMSE-FD反饋函數B的計算當前標準_11£上行SC-FDMA，SIMO結構，即傳輸分集。以兩天線為例，對于LTE上行SC-FDM/SIMO接收系統下的頻域MMSE均衡算法有：=*lRl+*2R212+22+l/SNRMMSE式中:R1是接收機天線1接收到的數據；R2是接收機天線2接收到的數據;1是由信道估計出發射天線到接收天線遞函數；一1/SNRMMS估計出的是信號噪聲功率比的倒數。1的信道=*lRl+*

8、2R212+22+l/SNRMMSE=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE+傳遞函數;2是信道估計出的由發射天線到接收天線2的信道傳*lNl+*2N212+22+l/SNRMMSE由此式得出MMS均衡后輸出殘留的碼間干擾部分=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE根據上式，得到MMSE-FD均衡器的反饋函數：B=-l/SNRMMSE12+22+l/SNRMMSE3測試過程及結果4.1 測試信道環境選擇3GPFLTE標準中最常見的ExtendedPedestrianA(EPA)和ExtendedVehicularA(EVA)信道模型作為測試信道，多普勒頻移分別為5Hz,

9、30Hzo所以簡稱兩種信道為EPA-5和EVA-30信道。表1是兩種信道的參數表6o采用這兩種測試信道進行MMSE-FD算法和MMS均衡的性能比較。接收機系統如圖1所示。10MHz帶寬下，調制方式16QAM,FFTsize1024,CP長80或72(symbol1和symbol7的CP長80,其他symbolCP長727),有效子載波數為600。信道估計采用性能優良的DFTbased算法,Turbo譯碼迭代2次,單用戶單發射天線雙接收天線。表1EPA信道和EVA信道參數表路徑EPA-5信道EVA-30信道多徑時延/ns歸一化功率/dB多徑時延/ns歸一化功率/dB100.000.0230-1.030-1.5370-2.0150-1.4490-3.0310-3.65110-8.0370-0.66190-17.2710-9.17410-20.81090-7.081730-12.092510-16.93.2測試結果誤碼率曲線EPA-5信道環境下的輸出誤碼率曲線比較如圖4所示,EPA-30信道環境下的輸出誤碼率曲線比較如圖5所示。圖4EPA-5信道環境下的輸出誤碼率曲線比較圖5EVA-30信道環境下的輸出誤碼率曲線比較4結語由以上的仿真測試結果可知，MMSE-FD均衡的性能還要