1、基于MATLAB的OFDM系統設計與仿真摘要：隨著通信產業的逐步發展，4G時代已經來臨。作為第四代移動通信技術的核心，OFDM得到了前所未有的關注。它具有頻譜利用率高、抗干擾能力強等優點。本文首先簡要介紹了OFDM的發展狀況以及優缺點，然后詳細分析了OFDM的工作原理及其相應的各個模塊，并介紹了它的關鍵技術。最后，分別利用M函數和Simulink做了OFDM系統的設計與仿真，并對誤碼率進行了分析，得到了BER性能曲線。關鍵詞：正交頻分復用；MATLAB；仿真；BERDesign and Simulation of OFDM System Based on MATLABAbstract: Wit

2、h the gradual development of the communication industry, 4G era has come. As the key technology of the fourth generation mobile communications,OFDM has received unprecedented attention. It has a high spectrum utilization, strong ability of anti-interference and so on. This article describes the deve

3、lopment of OFDM and its advantages and disadvantages briefly, analysis the working principles of OFDM and each module detailed,and describes its key technology.At last, design and simulate OFDM system with the M function and Simulink separately, analysis the error rate and obtain BER performance cur

4、ve .Keywords: OFDM; MATLAB; Simulation; BER目 錄1 引言41.1 OFDM概述41.1.1 OFDM技術發展歷史41.1.2 OFDM技術的優缺點52 OFDM基本原理及關鍵技術52.1 OFDM基本原理及系統構成52.1.1 OFDM基本原理52.1.2 串并轉換62.1.3 調制與解調62.1.4 保護間隔與循環前綴82.2 OFDM的關鍵技術102.2.1 信道估計概述102.2.2 基于導頻的信道估計方法102.2.3 信道的插值方法113 OFDM的系統設計與仿真123.1 MATLAB概述123.2 OFDM系統設計與仿真123.2.1

5、隨機序列的產生123.2.2 串并轉換143.2.3 QPSK調制143.2.4 QPSK調制星座圖143.2.5 IFFT/FFT運算153.2.6 保護間隔和循環前綴163.2.7 并串轉換163.2.8 加入高斯白噪聲173.2.9 QPSK解調173.2.10 接收信號183.3 系統誤碼率的分析183.4 基于Simulink的系統仿真194 總結21參考文獻21附錄221 引言1.1 OFDM概述隨著移動通信和無線網需求的不斷增長，需要越來越高速的無線系統設計，而這其中一個最直接的挑戰就是克服無線信道帶來的嚴重的頻率選擇性衰落。正交頻分復用(OFDM)技術可以很好地克服無線信道的頻

6、率選擇性衰落。由于其簡單高效，OFDM已成為實現高速無線通信系統中最核心的技術之一。OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種特殊的多載波傳輸方式，由于各子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜互相重疊，與常規的頻分復用系統相比，OFDM可以最大限度的利用頻譜資源，使得頻譜利用率提高近一倍。同時它把高速數據通過串并轉換，使得每個子載波上的數據符號持續長度相對增加，降低了子信道的信息速率，將頻率選擇性衰落信道轉換為平坦衰落信道，從而具有良好的抗噪聲、抗多徑干擾的能力，適合在頻率選擇性衰落信道中進行高速數據的傳輸。此外，在OFDM中引入循環

7、前綴，克服了OFDM相鄰塊之間的干擾(IBI)，保持了載波間的正交性，同時循環前綴長度大于信道擴展長度，有效地抑制了碼間干擾(ISI)。可以看出，OFDM技術抗多徑能力強、頻譜利用率高、易于實現的優勢，對短波數據通信具有廣闊的應用價值，為提高短波通信頻譜利用率和傳輸速率提供了新的解決方案1。1.1.1 OFDM技術發展歷史正交頻分復用技術己有近40年的發展歷史，其概念最早出現于20世紀50年代中期。20世紀60年代，人們對多載波調制(MCM)技術進行了許多理論上的研究，形成了并行數據傳輸和頻分復用的思想。20世紀80年代，人們對多載波調制在高速Modem、數字移動通信等領域中的應用進行了較為深

8、入的研究。到了90年代，數字信號處理技術和超大規模集成電路的飛速發展，又為OFDM技術的實現掃除了障礙。此時，OFDM技術終于登上了通信的舞臺。1999年12月，包括Ericsson，Nokia和Wi-LAN在內的7家公司發起了國際OFDM論壇，致力于策劃一個基于OFDM技術的全球性單一標準。現在OFDM論壇的成員已增加到46個會員，其中15個為主要會員。我國的信息產業部也參加了OFDM論壇，可見OFDM在無線通信領域的應用在當時已引起國內通信界的重視2。1.1.2 OFDM技術的優缺點OFDM技術主要有如下幾個優點：(1)抗衰落能力強(2)頻率利用率高(3)適合高速數據傳輸(4)抗碼間干擾能

9、力強OFDM技術的不足之處包括：(1)對頻偏和相位噪聲比較敏感(2)峰均值比大導致射頻放大器功率效率低2 OFDM基本原理及關鍵技術2.1 OFDM基本原理及系統構成OFDM由大量在頻率上等間隔的子載波構成(設共有N個載波)，各載波可用同一種數字調制方法，或不同的載波使用不同的調制方法，將高速串行數據分成多路并行的低速數據加以調制，所以OFDM實際上是一種并行調制方案，將符號周期延長N倍，從而提高了抗多徑衰落的抵抗能力。在傳統的頻分復用中，各載波的信號頻譜互不重疊，頻帶利用率較低。在OFDM系統中，各子載波在整個符號周期上是正交的，即加于符號周期上的任何兩個載波的乘積等于零，因此各子載波信號頻

10、譜可以相互重疊，大大提高了頻帶利用率。 OFDM基本原理OFDM技術的基本思想是把一個高速的數據流分解成很多低速的子數據流，以并行的方式在多個子載波上傳輸，子載波間彼此保持相互正交的關系以消除子載波間數據的干擾，并且每個子載波可以看成一個獨立的子信道。由于每個子信道的數據傳輸速率較低，當信號通過無線頻率選擇性衰落信道時，雖然整個信號頻帶內信道是有衰落的，但是每個子信道可以近似看成是平坦的，因此只要通過簡單的頻域均衡就可以消除頻率選擇性衰落信道的影響，同時利用IFFT/FFT的周期循環特性，在每個傳輸符號前加一段循環前綴，可以消除多徑信道的影響，防止碼間干擾3。 串并轉換數據傳輸的典型形式是串行

11、數據流，符號被連續傳輸，每一個數據符號的頻譜可占據整個可利用的帶寬。但在并行數據傳輸系統中，許多符號被同時傳輸，減少了那些在串行系統中出現的問題。在OFDM系統中，每個傳輸符號速率的大小大約在幾十bps到幾十Kbps之間，所以必須進行串并變換，將輸入串行比特流轉換為可以傳輸的OFDM符號。由于調制模式可以自適應調節，所以每個子載波的調制模式是可變化的。每個子載波可傳輸的比特數也是可以變化的，所以串并轉換需要分配給每個子載波數據段的長度是不一樣的。在接收端執行相反的過程，從各個子載波處來的數據被轉換回原始的串行數據。 調制與解調一個OFDM符號間之內包含多個經過相移鍵控(PSK)或者正交幅度調制

12、(QAM)的子載波。其中，N表示子載波的個數，T表示OFDM符號的持續時間(周期)，是第i個子載波的載波頻率，矩形函數，則從開始的OFDM符號可以表示為： (1)一旦將要傳輸的比特分配到各個子載波上，某一種調制模式將它們映射為子載波的幅度和相位，通常采用等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號 (2)式(2)中，s(t)的實部和虛部分別對應于OFDM符號的同相和正交分量，在實際系統中可以分別與相應子載波的cos分量和sin分量相乘，構成最終的子載波信號和合成的OFDM符號。根據式(1)，每個OFDM符號在其周期T內包括多個非零的子載波。因此其頻譜可以看作是周期為T的矩形脈沖的頻譜與一組位于各個子載

13、波頻率上的函數的卷積。矩形脈沖的頻譜幅值為sinc(fT)函數，這種函數的零點出現在頻率為1/T整數倍的位置上。圖1 OFDM系統中子信道符號的頻譜圖1中給出了相互覆蓋的各個子信道內經過矩形脈沖得到的符號的sinc函數頻譜。在每個子載波頻率的最大值處，所有其它子信道的頻譜值恰好為0。由于在對OFDM符號進行解調的過程中，需要計算這些點上所對應的每個子載波頻率的最大值，因此可以從多個相互重疊的子信道符號中提取每一個信道符號，而不會受到其它子信道的干擾。從圖1可以看出，OFDM符號頻譜實際上可以滿足奈奎斯特準則，即多個子信道頻譜之間不存在相互干擾。因此這種一個子載波頻譜出現最大值而其它子信道頻譜為

14、零的特點可以避免載波間干擾(ICI)4。2.1.4 IDFT/DFT變換對于N比較大的系統來說，式(2)中的OFDM復等效基帶信號可以采用離散傅立葉逆變換來實現。可以令式(2)中的，并且忽略矩形函數，對信號s(t)以T/N的速率進行抽樣，即令可以得到： (3)可以看到，等效為對進行IDFT運算。同樣在接收端，為了恢復出原來的數據符號，可以對進行逆變換，即DFT得到： (4)由此可見，OFDM系統的調制和解調可以分別由IDFT和DFT來代替。通過N點的IDFT運算，把頻域數據符號變換為時域數據符號，經過射頻載波調制之后，發送到無線信道中，其中每個IDFT輸出的數據符號是由所有子載波信號經過疊加而

15、生成的，即對連續的多個經過調制的子載波的疊加信號進行抽樣得到的5。2.1.4 保護間隔與循環前綴應用OFDM的一個重要原因在于它可以有效的對抗多徑時延擴展。把輸入數據流串并變換到N個并行的子信道中，使得每一個調制子載波的數據周期可以擴大為原始數據符號周期的N倍，因此，時延擴展與符號周期的數值比也同樣降低N倍。為了最大限度的消除符號間干擾，還可以在每個OFDM符號間插入保護間隔(GI)，而且該保護間隔長度一般要大于無線信道中的最大時延擴展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。在這段保護間隔內，可以不插入任何信號，即是一段空閑的傳輸時段。然而在這種情況下，由于多徑傳播的影響，則會產生

16、載波間干擾(ICI)，即子載波之間的正交性遭到破壞。為了消除由于多徑所造成的ICI，OFDM符號需要在其保護間隔內填入循環前綴信號。 由此會帶來功率和信息速率的的損失，其中功率損失可以定義為： (5)從式(5)可以看出，當保護間隔占到20%時，功率損失也不會超過1dB。但是帶來的信息速率損失卻達20%。但由于插入保護間隔可以消除ISI和多徑所造成的ICI的影響，因此這個代價是值得的。串并變換IDFT或IFFT并串轉換插入保護間隔DAC多徑信道加性白高斯噪聲ADC去除保護間隔串并轉換DFT或FFT并串變換輸入輸出圖2 插入保護間隔之后的OFDM系統發射機框圖此時OFDM的符號周期： (6)保護間

17、隔的離散長度，即采樣點個數為： (7)這樣根據圖2，包含保護間隔、功率歸一化的OFDM的抽樣序列為： (8)接收信號y(t)經過A/D變換后得到接受序列，,是對y(t)按T/N的抽樣速率得到數字抽樣。ISI只會對接收序列的前個樣點形成干擾，因此將前個樣點去掉，就可完全消除ISI的影響。對去掉保護間隔的序列，進行DFT變換，可得到DFT輸出的多載波解調序列，得到N個復數點： (9)通過適當選擇子載波個數N，可以使信道響應平坦，插入保護間隔還有助于保持子載波之間的正交性，因此OFDM有可能完全消除ISI和多徑帶來的ICI的影響，接收信號的頻域表達式為： (10)其中為第n個子載波的復衰落系數，代表

18、第n個信道上的加性高斯白噪聲（AWGN），實部與虛部均服從零均值高斯分布，且相互獨立。噪聲方差為： (11)2.2 OFDM的關鍵技術1. 時域和頻域同步2. 信道估計3. 信道編碼和交織.2.2.1 信道估計概述無線通信系統的性能受到無線信道的制約。發射機和接收機之間的傳播路徑非常復雜，從簡單的視距傳播到各種復雜的地貌如建筑物、山脈和森林等影響的傳播。此外，無線信道不像有線信道那樣固定并可預見，而且無線信道具有很大的隨機性，這導致接收信號的幅度、相位和頻率失真難以進行分析。這些問題對接收機的設計提出了很大的挑戰，因此在接收機中，信道估計器是一個很重要的部分。OFDM系統中，信道估計器的設計主

19、要有兩個問題：一是導頻信息的選擇，因為無線信道的時變特性，需要接收機不斷對信道進行跟蹤，所以導頻信息必須不斷的傳送；二是既有較低的復雜度又有良好的導頻跟蹤能力的信道估計器設計，在確定導頻發送方式和信道估計準則條件下，尋找最佳的信道估計器結構。2.2.2 基于導頻的信道估計方法基于導頻信道的方法是在系統中設置專用導頻信道來發送導頻信號。由于OFDM系統具有時頻二維結構，所以采用導頻符號輔助信道估計更加靈活。所謂基于導頻符號的信道估計是指在發送端的信號中的某些位置插入接收端己知的符號或序列，接收端利用這些信號或序列受傳輸信道衰落影響的程度，再根據某些算法來估計信道的衰落性能，當然也可以用MMSE（

20、最小均方誤差）和LS（最小平方）算法，這一技術叫作導頻信號輔助(PSAM)。在各種衰落估計技術中，PSAM是一種有效的技術。在單載波系統中，導頻符號或序列只能在時間方向上插入，在接收端提取導頻信號估計信道的沖擊響應。但是在多載波系統中，導頻信號可以在時間和頻率兩個方向上插入，在接收端可提取導頻信號估計信道的傳遞函數。只要導頻信號在時間和頻率方向上間隔對于信道帶寬足夠小，就可以采用二維內插濾波的方法來估計傳遞函數，當然也可以采用分離的一維估計。考慮到實現的復雜度，信道估計準則選用LS估計準則。2.2.3 信道的插值方法插值方法有常值內插、線性內插和DFT插值。常值內插一般用在塊狀導頻結構中，是比

21、較簡單的插值方法，本文接下來就來討論LS算法下不同插值方式下對信道的估計。首先線性內插是最簡單也是最傳統的內插方法之一，它利用兩個導頻信號來進行內插估計。時間方向的線性內插的公式為： (12)其中 , 。同理，可以得到頻率方向的一階線性內插的公式為： (13)其次是DFT插值，由于信道沖擊響應與信道傳輸函數是傅氏變換對，內插可以利用DFT的性質。但是DFT插值一般用在基于梳狀導頻的結構中設信道沖擊響應為，0，00。信道的傳輸函數為：， (14)取整數，且N是M的整數倍，對信道傳輸函數在頻率方向以N/M為間隔進行抽取，得到其中的元素是： (15)可以看出，由頻率的M個抽樣值可以恢復信道沖擊響應，

22、再進行N點的DFT就可以得到所有子信道的傳輸函數值。至于常值插入比較簡單就不再贅述。3 OFDM的系統設計與仿真3.1 MATLAB概述MATLAB是Mathworks公司推出的一套高性能數值計算軟件。MATLAB是矩陣實驗室(Martix Laboratory)之意。MATLAB除具備卓越的數值計算能力外，它還提供了專業水平的符號計算、文字處理、可視化建模仿真和實時控制等功能。MATLAB的基本數據單位是矩陣，它的指令表達方式與數學、工程中常用的形式十分相似，因此用MATLAB來解決問題要比C、FORTRAN等語言完成相同的事情簡捷得多6。MATLAB在數學計算以外的其他科學計算與工程領域的

23、應用也是越來越廣，并且有著更廣闊的應用前景和無窮無盡的潛能。它可以將使用者從繁瑣的底層編程中解放出來，這樣無疑會提高工作效率。MATLAB的一大特點是提供了很多專用的工具箱和模塊庫，例如通信工具箱和模塊庫、數字信號處理工具箱和模塊庫、控制工具箱和模塊庫等。MATLAB在這些工具箱和模塊庫中提供了很多常用的函數和模塊，使得仿真更容易實現。目前，MATLAB的功能越來越強大，不斷適應新的要求提出新的解決方法。可以預見，MATLAB在科學計算、自動控制、科學繪圖、通信仿真等領域將繼續保持其獨一無二的地位7。3.2 OFDM系統設計與仿真3.2.1 隨機序列的產生 假設仿真參數為：子載波個數為64，I

24、FFT/FFT的長度為64，調制方式選用QPSK調制。為了最大限度的減少插入保護間隔帶來的信噪比損失，希望OFDM周期長度遠遠大于保護間隔長度，但是OFDM符號周期越大，系統中包括的子載波數越多，使子載波間隔相應減少，系統的復雜度增加，而且還加大了系統的峰值平均功率比，同時使系統對頻率偏差更加敏感。因此在實際應用中，一般選擇符號周期長度是保護間隔長度的5倍，這樣由于插入保護比特所造成的信噪比損失只有1dB左右。所以保護間隔的長度為有效符號周期的1/4，即為IFFT/FFT長度的1/4，故設循環前綴的長度為16，每幀含有2個OFDM符號，信噪比為10dB。OFDM系統的MATLAB仿真流程如圖3

25、。隨機整數序列的產生開始QPSK調制串并轉換插入保護間隔IFFT運算加入高斯噪聲移除保護間隔FFT運算QPSK調制并串轉換判決輸出結果圖3 OFDM系統仿真框圖設para表示并行傳輸的信道個數，Ns表示每一幀所含有的OFDM符號個數，ml為調制電平數。根據系統參數知道para=64，Ns=2。由于QPSK利用載波四種不同的相位來表征數字信息，而每一種載波相位代表2比特信息，所以ml=2。由此可知64個并行傳輸信道要傳送4個幀的OFDM符號，而每一幀含有2個OFDM符號，每個符號又含有2比特的信息量，故總的信息量為三者的乘積。通過式子para*Ns*ml可以計算得出串行序列的長度為256。序列的

26、波形如圖4。圖4 發送端隨機序列 串并轉換串并轉換的實現方法很多，在MATLAB里，reshape用來把指定的矩陣改變形狀， 但是元素個數不變。在本程序中采用reshape函數來實現串并轉換。系統參數中，并行信道的個數為64，信息量為256比特。因此將序列轉換成64行4列的矩陣，函數設置為reshape(Signal,64,4)，Signal表示發送端的串行序列。前64bit的數據變為第一列，隨后的64bit變為第二列，以此類推,轉換之后得到的并行數據為64行4列的矩陣，用paradata來表示。3.2.3 QPSK調制本文中采用的是B方式時的QPSK的調制方式。在進行調制之前，需要將串并轉換

27、得來的并行數據信號paradata分成兩路，I路和Q路的數據都為32行2列的矩陣。I路和Q路的矩陣通過自定義函數qpskmod()的處理后，數據1保持不變，數據0則變為-1。處理后的矩陣為ich與qch。矩陣ich和qch分別再乘以系數，生成新矩陣ich1和qch1，將矩陣組合起來將頻域數據變為時域數據完成調制。通過將上述的發送段的并行數據進行調制后得到時域的數據為qpsk_x。調制后的波形如圖5所示。 圖5 QPSK調制后的波形3.2.4 QPSK調制星座圖為了能夠很好的觀察到qpsk的調制，在程序中將qpsk調制的星座圖畫了出來。 程序運行后得到的圖形為圖6。圖6 調制后的星座圖3.2.5

28、 IFFT/FFT運算在MATLAB軟件里可以使用函數fft()和ifft()來對數據進行FFT/IFFT運算，可以省去很多復雜的運算。運算后的波形如圖7所示。圖7 IFFT變換后的波形3.2.6 保護間隔和循環前綴在實際應用中通過引入循環前綴形成保護間隔(GI)，從而有效地對抗由于多徑時延帶來的碼間干擾，方法是在時域內把OFDM符號后面部分插入到該符號的開始部分，形成循環前綴。保護間隔的長度應該大于多徑時延擴展的最大值。在OFDM符號中加入保護間隔和循環前綴的示意圖如圖8。將通過IFFT運算得到的數據結果進行實虛、部分離，得到的結果為ich2與qch2。圖8 加入保護間隔的OFDM符號在MA

29、TLAB里采用一些特殊運算符號和矩陣就可實現將每個符號的后時刻的采樣點復制到OFDM符號的前面。冒號在MATLAB里是一種特殊的運算符號，ich2(fl-gl+1:fl,:)表示將矩陣ich2中的第(fl-gl+1)行到最后一行輸出出來，再將輸出的數據加到原來的矩陣上形成新的矩陣ich3，即完成了插入保護間隔和循環前綴的加入，同理虛部的實現也是一樣的。具體實現為： ich3=ich2(fl-gl+1:fl,:);ich2; qch3=qch2(fl-gl+1:fl,:);qch2; 3.2.7 并串轉換 這一過程是串并轉換的逆過程，將N個子載波的數據傳送到一個載波信道中去，將并行數據轉換為串行

30、數據序列進行傳輸。并串轉換分別對實部和虛部進行，程序中依然采用reshape()函數來進行變換。具體實現為： ich4=reshape(ich3,1,(fl+gl)*Ns); qch4=reshape(qch3,1,(fl+gl)*Ns); 加入高斯白噪聲 白噪聲是根據噪聲的功率譜密度是否均勻來定義的，而高斯噪聲則是根據它的概率密度函數呈正態分布來定義的。在通信系統的理論分析中，特別是在分析、計算系統抗噪聲性能時，經常假定系統中信道噪聲為高斯型白噪聲。其原因在于，高斯型白噪聲可用具體的數學表達式表述。在MATLAB軟件里產生高斯噪聲的函數一般有兩個，WGN和AWGN。本程序正是采用的ReDat

31、a=awgn(TrData，SNR，measured)來給發射數據TrData加入高斯噪聲。加入噪聲后波形如圖9所示。圖9 加入噪聲后的波形3.2.9 QPSK解調在進行解調之前，信號要完成去掉保護間隔和進行FFT運算的任務。去掉保護間隔也就可以去掉符號間的干擾。 接收信號 完成解調之后下面就是進行解調信號的判決得到接收信號。程序中將接收端信號的波形輸了出來，如圖10。通過將圖中發送數據和接收到的數據進行對比發現，經過OFDM系統的傳輸后，信號的誤碼率為0，對抗碼間干擾和時延擴展有很好的效果。實際OFDM系統中，子載波的數目較大時，系統的誤碼率也是非常低的。圖10 接收端信號的波形3.3 系統

32、誤碼率的分析 通過比較發送端和接收端的信號是否相同，用bit_error_count來計算錯誤的個數，total_bits表示總的個數，則誤碼率bite_error_rate等于兩者之比。系統的仿真參數為：64個子載波，IFFT/FFT長度為64，采用QPSK調制，循環前綴的長度為16，每幀含有2個OFDM符號，沒有采用前向糾錯碼，信噪比范圍為010dB，誤碼率波形如圖11所示。圖11 BER性能曲線通過仿真可以看出，OFDM在高斯信道具有比較良好的性能，信噪比在比較大的時候，誤碼率比較低。3.4 基于Simulink的系統仿真1998年7月，經過多次修改，IEEE802.11標準組決定選擇O

33、FDM作為在無限局域網WLAN)上5GHz頻段的物理層接入方案(IEEE802.11a)，目標是提供6Mb/s到54Mb/s數據速率，這是OFDM第一次被用于分組業務通信當中。此后，ETSI,BRAN及MMAC也紛紛采用OFDM作為其物理層標準。在Simulink中有一個自帶的802.11a的演示模型，如圖12所示。圖12 Simulink中的IEEE802.11a系統模型開始運行仿真后，可以看到參數的變化，如圖13所示。圖13 顯示波形從圖13中可以看到未均衡與均衡后的接受信號，Rx信號功率譜，均衡后的功率，SNR，比特速率以及BER等。4 總結OFDM是一種能夠對抗由多徑衰落信道造成的符號

34、間干擾的有效技術，它可以在頻率選擇性衰落信道中實現高速率的無線通信。如今隨著國家對通信產業的日益重視與扶持，并在前段時間發放了4G牌照，各大運營商也開始如火如荼的發展4G技術，4G時代已經拉開帷幕。OFDM技術作為一種高效的調制技術，作為第四代移動通信系統的關鍵技術之一，已經日益得到人們的重視，開展這方面的研究具有很強的理論和現實意義。本文首先對OFDM做了一個整體的概括，包括它的應用領域、發展歷史以及優缺點，并對OFDM的每個模塊進行了詳細的說明，通過代碼實現并得到了相應的仿真波形，并且利用Simulink對OFDM系統做了整體的仿真，最后得到了星座圖及BER性能曲線，得到了一般結論。當然，

35、本文還有很多不足之處。在驗證OFDM系統的抗干擾能力中，對于各種信道，包括高斯白噪聲、Rice信道、Jake移動信道、多徑衰落信道等的特性應該進行深入的分析和探討，這樣才能更加準確地研究OFDM系統對它們的抗干擾性能。由于本人能力有限，沒能很好的完成這些方面的研究。在信道編碼方面，本論文只是分析了卷積和交織編碼，對于其它編碼方式，例如分組編碼，格雷碼等，以及與QAM等調制方式的結合未能進行仿真。另外，OFDM還有很多其它關鍵技術需要深入的研究。這些都是進一步提升OFDM性能需要進行的工作。 參考文獻1 彭木根, 王文博. 下一代寬帶無線通信系統OFDM與WiMAXM. 北京: 機械工業出版社,

36、 2007: 46-532 曹一. 基于Simulink的OFDM通信系統仿真分析D. 天津: 天津大學, 2009.3 張海濱. 正交頻分復用與關鍵技術M. 北京: 國防工業出版社, 2006.4 張暉, 徐淑正, 楊華中等. OFDM在短波通信中的應用J. 電子技術應用, 2005. 95 高西全, 丁美玉. 數字信號處理M. 西安: 西安電子科技大學出版社, 2008.6 劉衛國. MATLAB程序設計與應用M. 北京: 高等教育出版社, 2011.7 徐明遠, 邵玉斌. MATLAB仿真在通信與電子工程中的應用M. 西安: 西安電子科技大學出版社, 2006附錄主程序：clc; cle

37、ar;SNR=10;% 信噪比 fl=64; % 設置FFT長度 Ns=2; %設置一個禎結構中OFDM信號的個數 para=64;%設置并行傳輸的子載波個數 sr=250000; %符號速率 br=sr.*2;% 每個子載波的比特率 gl=16;%保護時隙的長度 nloop=20;%仿真循環次數noe=0; %誤碼數nod=0; %傳輸的數據數量eop=0; %誤組數nop=0; %傳輸的分組數for iii=1:20;SNR=SNR-0.5;%-產生數據-Signal=rand(1,para.*Ns.*2)>0.5;%-串并轉換- paradata=reshape(Signal,pa

38、ra,Ns.*2) ;%-QPSK調制- ich,qch=qpskmod(paradata,para,Ns,2); kmod=1./sqrt(2); ich1=ich.*kmod; qch1=qch.*kmod; qpsk_x=ich1+qch1.*sqrt(-1);%頻域數據變時域 %-IFFT- fy=ifft(qpsk_x);ich2=real(fy); qch2=imag(fy); %-插入保護間隔- ich3=ich2(fl-gl+1:fl,:);ich2;qch3=qch2(fl-gl+1:fl,:);qch2; %-計算衰減- spow=sum(ich3.2+qch3.2)/Ns

39、./para; attn= 0.5.*spow.*sr/br.*10.(-SNR./10); attn=sqrt(attn); %并串變換 ich4=reshape(ich3,1,(fl+gl) .*Ns) ;qch4=reshape(qch3,1,(fl+gl) .*Ns); %形成復數發射數據 TrData=ich4+qch4.*sqrt(-1) ;%接收機 %-加入高斯白噪聲- ReData=awgn(TrData,SNR,'measured');%接收端 %移去保護間隔 idata=real(ReData); qdata=imag(ReData); idata1=res

40、hape(idata,fl+gl,Ns); qdata1=reshape(qdata,fl+gl,Ns); idata2=idata1(gl+1:gl+fl,:); qdata2=qdata1(gl+1:gl+fl,:); %FFT變換 Rex=idata2+qdata2.*sqrt(-1); ry=fft(Rex); ReIChan=real(ry); ReQChan=imag(ry); ReIchan=ReIChan/kmod; ReQchan=ReQChan/kmod; %QPSK解調 RePara=qpskdemod(ReIchan,ReQchan,para,Ns,2); %接收端信號

41、ReSig=reshape(RePara,1,para.*Ns.* 2); %-誤碼比特率(BER)- % -即時的誤碼和數據- bit_errors=find(Signal=ReSig);bit_error_count=size(bit_errors,2);total_bits=size(ReSig,2);bit_error_rate=bit_error_count/total_bits;fprintf('%dt%et',iii,bit_error_rate);%屏幕顯示semilogy(SNR,bit_error_rate,'*b-');hold on;en

42、dfigure(1)%發送信號的圖形 stem(Signal),grid off; title('signal'); xlabel('x'),ylabel('y'); figure(2) %QPSK調制后的圖形subplot(2,1,1),stem(ich1),grid off; xlabel('x'),ylabel('y');title('QPSK變換之后的I路波形')subplot(2,1,2),stem(qch1),grid off; xlabel('x'),ylabel(&#

43、39;y');title('QPSK變換之后的Q路波形') figure(3) %QPSK星座圖 for alfa=0:0.001.*pi:2.*pi plot(cos(alfa),sin(alfa),'g') hold on end for i=1:Ns.*para plot(ich1(i),qch1(i),'ro'); hold on end grid; xlabel('I路'); ylabel('Q路'); title('調制后信號的星座圖'); hold off figure(4) %ifft變換后的波形subplot(2,1,1),stem(ich2),grid off; xlabel('x'),ylabel('y');title('ifft變換之后的I路波形')subplot(2,1,2),stem(qch2),grid off; xlabel('x'),ylabel('y');title('ifft變換之后的Q路波形') figure(5) %加入噪聲后的I、Q路的波形subplot(2,1,1),stem(idata),grid off;xlabel