1、精品文檔抖動綜述承接上文，以上文（LVDS實用技術）為基礎，更換角度，看看信號在系統中的表現。寫本文的目的是希望總結一些signal中常常提到的概念，并嘗試結合LVDS來闡述一下信號的調理，面廣而淺。1.1 前言從圖1-1可以看出，抖動同時具有確定性和隨機性兩種分量。確定性抖動（DeterministicJitter,來源于系統，例如用擾、碼間干擾和電源饋通feedthrough）。它是有界的，因此可以用峰峰值來描述。隨機抖動（RandomJitter,RJ）來源于各種物理干擾源，如熱噪聲、散粒噪聲和光介質中的散射。描述隨機抖動的經典方法是其概率度函數，其一般具有高斯分布。高斯函數的上下邊界在

2、無限遠處，因此總的抖動的隨機分量是無界的。Lead/TrailEdgeLong/ShortBits圖1-1.抖動分量隨機抖動特性為了測量這種類型的抖動，利用標準偏差和期望值來定量描述。因為RJ模型可以用高斯分布來表示，故它可用于預測峰峰值隨比特誤碼率(BER)之間的函數變化。RJ的常見來源包括散粒噪聲、閃爍噪聲和熱噪聲。散粒噪聲是一種寬帶的“白”噪聲，是電子和空穴在半導體中的移動所造成的。散粒噪聲的幅值是平均電流的函數。閃爍噪聲的譜分布則與1/f成正比。閃爍噪聲的來源是一種表面效應，這種效應是氧化物界面的陷進隨機地捕獲和發射電子所造成的載流子密度的波動。熱噪聲可以由寬帶的“白”噪聲來代表，其具

3、有平坦的譜密度分布。它是由“自由”電子之間的能量傳遞所產生的。確定性抖動確定性抖動的情況要復雜得多。有的屬于數據信號相關性，如占空比失真(DutyCycleDistortion，DCD)，這種抖動是在交變的數據位序列中各個邏輯狀態(e.g.0,1,0,1)所分配的平均時間之間存在差異的結果。這可以是由于器件的上升和下降時間不同以及閥值的波動所造成的。DCD和碼間干擾(ISI)是數據信號的歷史變化的函數，當跳變的密度發生變化時就會出現這種干擾，這是由于在比特序列(碼)中的不同位置上啟動的信號到達接收器閥值所需要的時間存在差異。另外，當傳輸介質對數據(碼)的各個頻譜分量的傳輸速率不同，也會造成IS

4、I，例如，當抖動隨邊沿密度變化而變化時。總抖動(TJ)直方圖描述了TJ的概率密度函數(ProbabilityDensityFunction,PDF)，于是，如果DJ和RJ過程是不相關的，則總的PDF是DJ和RJPDF的卷積。將DJ從直方圖中除去，就得到一個高斯分布。把DJ添加到直方圖上，可以展寬分布，而同時能維持高斯分布的尾部不變，這實際上是將左右分布的均值分離開。兩個直方圖的均值之間的差別就是DJ，而尾部則代表RJ分量。因為DJ為有界的，故其數值不會隨所測樣品數的累積而發生變化。總的抖動中的RJ分量則隨著測量的樣品數的累積而不斷上升，因為隨機抖動是無界圖1-2.總的抖動直方圖占空比失真造成占

5、空比失真(DutyCycleDistortion,DCD)抖動的主要原因有兩個。如果發送器的數據信號輸入在理論上是理想的，但發送器的閥值偏離了其理想水平，則發送器的輸出將出現隨數據信號的邊沿切換的回轉速率變化而變化的DCDo圖1-3中虛線所代表的波形示出了閥值電平被精確地設定為50%、占空比為50%時發送器的理想輸出。實線則代表由于閥值電平發生正向偏移而導致的輸出波形的失真。閥值電平產生正向偏移時，相應的發送器輸出信號的占空比將小于50%o若閥值產生負向偏移時，那么發送器輸出信號的占空比將大于50%o數據時鐘趨勢圖1-3.DCD抖動所造成的時序偏移測量相對于軟件生成的最佳匹配時鐘信號的等效時間

6、間隔(TimeIntervalEquivalent,TIE),將造成每個數據位的上升沿出現正向時序錯誤，并使每個數據位的下降沿出現負向的時序錯誤。相應的TIE趨勢波形將具有等于數據率的一半的基頻分量。TIE趨勢波形相對于數據信號的相位將取決于閥值的偏移是正向還是負向。當系統中沒有其他抖動源時，理論上DCD抖動的峰峰值在整個數據信號持續期間都將保持恒定不變。不幸的是，其他的抖動源，如幾乎始終會出現的ISI,使得對DCD分量的隔離有時變得非常困難。一種檢測DCD的技術是用重復的1-0-1-0數據格式來激勵系統/元器件。這一技術可消除ISI抖動，使得在趨勢和頻譜波形顯示中對DCD的觀測更為方便。使用

7、抖動頻譜顯示功能，就可以讓DCD抖動分量以頻率等于數據率一半的頻譜“尖刺”的形式顯示出來。造成DCD的另一個原因是上升沿和下降沿速度的不對稱性。對于重復性的1-0-1-0格式而言，下降沿速度低于上升沿，將造成大于50%的占空比，而上升沿速度低于下降沿速度，則會使占空比小于50%。碼間干擾碼問干擾屬于數據信號相關型抖動(Data-Dependent)的一種表現形式，出現在傳輸介質和/或元件的帶寬小于所發送的信號的帶寬時。從時間域的角度來看，傳輸路徑的帶寬限制會使所發送信號的上升沿的變化速率變慢。對于時鐘等周期性信號來說，信號沿速率的變慢會使信號沿變得圓滑，因此有可能對信號造成衰減。而對于數據信號

8、來說，較慢的下降沿速率會影響到實際的1-0和0-1轉換的時序。不妨考慮圖1-4所示的波形。在點"A”之前出現的1010格式具有均勻的數據位的脈沖寬度和切換時間。而點"A”處的一系列1則會將傳輸介質充電到一個更高的電壓上，于是，在點"B"處狀態切換所需要的時間更長。這一較晚出現的到0的切換完成后，在點"C”處會出現一個過早的向1的切換，因為信號還沒有時間達到充分的穩態低電平。圖1-4.ISI型與數據格式有關的抖動和反射ISI所造成的抖動取決于所發送的數據格式。如果傳輸介質的帶寬有限，運行長度更長的數據格式將傾向于有更高的抖動。例如，在帶寬有限的情

9、況下，PRBS-23（運行長度=23）的ISIDJ將略高于2PRBS-7（運行長度=7）或者8b/10b（運行長度=5）。前面一長串”1”的下一個”0”位，其負向的峰值將會出現衰減，其原因有2。首先，其前面的一長串”1”意味著信號需要花費更長的時間才能切換到一個真正的低電平上，因為信號是從較高的初始電平開始切換的。其次，其后續的”1”位將使信號在達到穩定的低電平前又轉換其變化的方向。信號幅值的這一削弱將在下一次向”1”的轉換時產生一個負的時序錯誤，因為信號要達到的閥值電平，只需移動很短的距離即可。這可以在抖動驅動波形上的點"C”處看出來。抖動趨勢波形上的點”0”顯示了正向時序錯誤，其

10、產生的原因與造成上面討論過的點"B”處的正時序錯誤的原因相同。隨著一長串"0”的出現，數據信號將有足夠的時間充分地達到穩態低電平。當該信號隨后轉換為高電平時，它又需要經過較長的切換時間才能達到閥值電平，于是就產生了一個正向的時序錯誤。傳輸路徑上的阻抗不連續性和不正確的終接方法所造成的反射也會造成ISI。阻抗不連續性不僅會造成帶寬的減小，而且如果反射的信號到達發送器或者接收器的時間與一個信號沿到達的時間非常接近，或者與信號沿同時到達，則它們的反射還會影響到切換的時序。圖1-5中的箭頭表示，在高速數據信號中，一個信號沿切換所產生的反射可能要在若干個數據位后才會顯現出來。如果發送

11、器或者接收器端在一個邊沿的跳變過程中（點C"）出現反射，則該反射將會以DDJ（數據相關性抖動）的形式出現在信號的眼圖中。應通過降低阻抗不連續性和將恰當數值的終接放置在盡可能靠近傳輸線終端的位置的方法來盡可能地降低反射所造成的抖動。帶寬限制所造成的抖動可通過選用一種帶寬更高的傳輸介質和/或使用帶有發送預加重與/或接收端均衡的芯片來解決。圖1-5.與數據模式密切相關的ISI型抖動與反射除了帶寬限制外，產生ISI的常見原因還包括不恰當的終接或者物理介質中的阻抗變化所帶來的信號反射。信號反射將使數據信號的幅值產生失真，如圖的右邊所示。在申行數據模式中，一個脈沖所產生的反射可能只有在經過了若干

12、位信號的傳輸后才會在一個高速的數據信號上出現，這種延遲的長短取決于阻抗突變點之間的物理距離。周期性抖動周期性抖動(PeriodicJitter,PJ)也稱為正弦抖動，它以固定的頻率重復。PJ以一個峰峰值、頻率和幅值來定量描述。這種類型的抖動是由數據流不相關的重復性影響所造成的。兩個主要的來源是申擾和開關電源噪聲。許多計算機接口(如PCIExpress和SerialATA)中使用一種特殊類型的PJ,該PJ被稱為擴譜時鐘(SpreadSpectrumClocking,SSC),以改進接口的EMI性能c它采用了數據時鐘的調頻信號形式。其實際效果是將輻射的能量擴展到更寬的頻譜上，從而降低了某個頻率上分

13、配的能量。SSC還可降低器件干擾其他設備的概率。FiiwCantrdSfirijpM«uurnLttbafe"U圖1-6.周期性抖動的實例1.2 附加的抖動源在一個鏈路中，傳輸數據和時鐘的介質一般是抖動的最大來源。不過，即使對系統進行精心設計，其他一些影響力較小的抖動源仍然會造成信號抖動。輸入電容的影響輸入電容是另一種ISI的來源，這種影響與過孔或連接器的電容造成的影響類似。該電容會構成一個低通濾波器，使得邊沿速率變慢，抖動上升，從而影響串行或者多點的鏈路。例如，在1.5Gbps的速率下，當器件被一個50Q的驅動器（如自終接的LVDS輸出）驅動時，對輸入端5pF的電容加載，

14、將在器件的輸入端處造成附加的抖動。輸入電容所造成的這種抖動與數據模式的類型和數據模式的速度直接相關。為了通過一個緩沖器來傳輸零抖動的信號，該緩沖器必須具備少量的均衡能力，以便抵消輸入電容引入的抖動。將輸入電容保持在盡可能低的水平上，可以保證更低的抖動和更低的眼圖噪聲和衰減。FEXT/NEXT遠端用擾(Far-EndCrosstalk,FEXT)和近端用擾(Near-EndCrosstalk,NEXT),會引入鄰近信道的數據和/或時鐘信號，導致周期性的抖動，引起系統性能的下降。一個產生干擾的信道會使受到侵擾的信道的信噪比(SNR)下降，而DJ的量上升。申擾有兩種：FEXT,即在信道的遠端，用擾噪

15、聲被注入到受侵擾的信道中，而被接收器測量到；NEXT,即往往來自于相鄰的發射極的申擾噪聲被注入到接收端,而被接收端測量出來。圖1-7示出了NEXT和FEXT的情形，前一種情形中，一個鄰近的發送器向接收器信道添加申擾噪聲；后一種情形中，在遠端的鄰近發送器施加了串擾噪聲，該噪聲被信道衰減。圖1-7.遠端用擾和近端串擾實例容易受串擾影響的系統隨著電路板的組裝密度越來越大，元器件之間的間距不斷縮小，而連接器上傳輸的信號頻率越來越高，串擾已成為大家日益關心的問題。圖1-8示出了NEXT是如何影響一個系統的。在較低的頻率下，信道的損耗較低，因此接收端的信噪比很高。隨著頻率的上升，用擾也相應上升，而由于走線

16、、VIA、連接器變細,信道中的損耗增大，而其他非理想因素也相應增強。其結果就是接收器的SNR（信噪比）下降，抖動上升，接收器處的眼圖閉合圖1-8.背板損耗和串擾SDD21特性的實例SDD21（使用采用S參數命名轉換的差模信號名）當使用信號調理且存在較高的近端申擾時，可考慮在系統的發送器端使用預加重功能，而不是使用均衡手段，以便在接收器端維持一個更高的SNRo均衡器會提升輸入信號中的高頻分量，無論該分量是信號還是用擾。另一方面，對信號進行預加重處理也會提高信道中必須克服的NEXT量。良好的電路板布線設計實踐可減小系統中的FEXT和NEXT的數量位錯誤率對于通信等應用，常常必須滿足非常嚴格的誤碼率

17、（BER）要求，例如，10121015位中的錯誤要低于1位。總的抖動將決定位錯誤的大小。因為總的抖動包括了隨機抖動，目前能充分保障這樣水平的誤碼率的成熟方法是發送大量的偽隨機數據，而且以一種被稱為誤碼率測試（Bit-Erroor-RateTesting,BERT）的技術來驗證每一位數據是否得到正確的傳輸。對于高的誤碼率情形進行BERT測試,將耗費大量的時間，因此對于日常應用來說沒有實用性。相反，工程師們采用眼圖、眼圖掩膜（eyemask）和浴缸曲線（bathubcurve）來對信號完整性是否恰當進行驗證，從而外推出誤碼率。1.3 數據模式的相關性和眼圖眼圖是對抖動和其他可觀察到的接收器眼圖特性

18、的一種非常優良的圖示手段。借此可以定性觀察、測量接收器或者發送器的眼圖特性，如上升/下降時間、超調、環振、損耗和過零點抖動。例如，在FR4介質上發送相同位運行長度不同的數據模式，將使傳輸介質的電介質損耗和趨膚損耗所造成的ISIDJ的數量相應增加。傳給介質（29.5英寸FR4）觀測儀器發送器器如抿筑型圖1-9.眼圖測試系統的框圖如圖1-9所示，隨著數據運行長度的增加，可以觀察到抖動量的增長。例如,8b/10b編碼（在千兆以太網中就采用了8B/10B的編碼方式）行程的K28.5數據模式（一種用以表示FibreChannel操作開始的特殊10比特字符）包括運行長度為5的碼元和隨后的運行長度為1的碼元

19、，而在一個長度為7的偽隨機位序列(PRBS7)模式中，在某些點處將出現最大的運行長度為7的“1”及其后的6個“0”。類似的，一個PRBS31將具有31個“1”和30個“0”圖1-10.眼圖示例，展示了 DJ量隨著數據模式中的運行長度的增長而不斷上升的情況為了進一步演示性能隨運行長度的增加而下降的情況，圖1-11對K28.5模式和PRBS31模式進行了比較。眼圖中科看到眼圖的劣化。K28.5模式的“1+5”的運行長度較短，對眼圖的壓縮作用并不像PRBS31模式那么強。PRBS31模式在垂直方向上讓眼圖又進一步閉合了60mv,在水平方向上又閉合了83ps。正因如此，許多應用中使用了8b/10b模式

20、，以限制”1“和“0”的運行長度。在觀察眼圖時，應了解采集繪制眼圖用的數據點時所需的時間長短，以確保捉到最差情況下對應的數據運行長度。對于一個PRBS31圖樣來說，最差情況下的運行長度在每個格式中只重復一次，因此對于一個3.125Gbps的信號，一個PRBS31將重復320PsX231=0.687s。于是為了收集到足夠多的樣品，以繪制一幅眼圖，將花費大量的時間。這就是人們開發其他的分析眼圖的方法（例如浴缸曲線）的原因浴缸曲線：又稱U型曲線、失效率曲線，實踐證明大多數設備的故障率是時間的函數,典型故障曲線稱之為浴缸曲線，曲線的形狀呈兩頭高，中間低，具有明顯的階段性，可劃分為三個階段：早期故障期，

21、偶然故障期，嚴重故障期圖1-11.在41in.的FR4傳輸介質上傳輸的K28.5模式（左）與PRBS31模式（右）信號的比較。上圖表示眼圖質量隨著模式運行長度的增加而下降眼圖掩膜（EyeMasks）與眼圖一起使用的眼圖掩膜，是在許多標準中用來檢查信號是否符合標準的一種有用的工具。眼圖掩膜是一個規定的電壓和時間窗口，被置于眼睛中時，可以展示應用是否具有足夠的電壓和時序裕量。In巾niBand、PCIe、SAS、802.3和其他標準將規定用于光學和電學發送器與接收器的眼圖掩膜。作為一個例子，圖1-12示出了2.5BGbpsInfiniBand單數據率接收器的眼圖掩膜o必須仔細研究各標準，以了解組成

22、眼圖掩膜所需要的樣本數量。有些標準包對采樣操作作出了定義，即為了確保充分地覆蓋各種確定性和隨機性抖動效應，眼圖采樣操作應該覆蓋的單位區間數量(UIs)Fte EcK Wrt Hxz/Acq Trig -r dim Hm e* ttrih App Hr Scope UbttK Hek) MmMM 07 15：2«a|C2 SODfTVlJIts的Ig k. 200d e 3 7Sp M * 0 Wly3.0G£ f 17 1 上Spvpt酬 CArfwi a w圖1-12.采用In巾niBand2.5Gbps接收信號眼圖掩膜的眼圖浴缸曲線和眼圖輪廓另一種考察眼圖的方法是觀察一

23、個眼圖的輪廓或者浴缸曲線。浴缸曲線有時被稱為BERT掃描。在考察眼圖的BER隨眼圖過零點處跨越眼睛的時間而變化時，浴缸曲線提供了一種圖形化的顯示手段。文檔”T11.2/Project1316-DT/Rev2.0"(FiberChannel-MJSQ)中對浴缸曲線進行了更為深入的描述。正如前面提到的，抖動是高斯型的、無界的，會造成眼圖的閉合。浴缸曲線示出由隨機抖動分量所造成的統計BER和眼圖的閉合。數據模式也會影響到眼睛的閉合，因此為了精確地理解模式和隨機抖動的最差情況，需要以充足的時間運行數據模式，以便描述眼圖的特性。為了展示測量數據率為250Mbps、達到10-12水平（位數除以數

24、據率）的眼圖的特性所需要花費的時間，可以確定在浴缸曲線的每個數據點上所需要的時間:BER時間=1012bit/250Mbps=40,000s。于是，為了利用浴缸曲線，大多數工程師會在10-610-9的水平上對眼圖進行特性測試，然后將其外推到10-12,。眼圖輪廓也可以展示出與浴缸曲線類似的眼圖統計特性，不過它是利用一種更趨三維化的圖像來展示在較低的BER情況下眼圖所發生的情況。這對于確定鏈路相對于所期望的BER時所具備的裕量大小，從而能診斷出問題。圖1-13.帶有BER輪廓的眼圖與浴缸曲線間的對應關系精品文檔互連介質和信號調理為高速申行數據傳輸來選擇電纜與連接器時，應該考慮所選用的介質對系統性

25、能產生的影響。所選用的阻抗可控的介質（一般）應該有100Q的差分阻抗。選出一個有匹配阻抗的、合用的連接器也非常必要。下面討論這些選擇所造成的影響，包括如何補償介質失真所帶來的不利效應。2.1 電纜的物理和電器特性電路對高速串行連接所造成的主要的致命性影響是損耗。損耗是限制數據率的主要因素。損耗與頻率成正比，而隨著數據率的上升，電纜將引入更多的損耗。決定損耗高低的物理電纜構造的要素是長度和直徑電纜的規格2096.21.04320.8122260.61.6525.30.6442438.22.6220.10.51126244.1615.90.4052815.16.6212.60.321309.510

26、.5100.255400.931073.10.08表2-1.電纜的規格及其對損耗的影響表2-1列出了不同線徑規格（Gauge）的電纜、相應的電纜直徑和質量。線規數更低的電纜，雖然具有更好的信號質量，卻有更大的重量，而且要比線徑規格較高的電纜更為昂貴，而且由于存在扭矩，應用起來不那么靈便。為了減小硬度，人們用多股銅絞線電纜來構成低規格數的電纜。圖2-2,是一個典型的DVI電纜的實例，其中被切除了一部分，以暴露出單個差分對。該電纜的損耗會隨著中心導體的線規變化而不同。正如圖2-2所示，差分電纜對被一層屏蔽層包圍。質量更高的電纜在每對線周圍都是用了屏蔽層，如PCI-Express、SATA、DVI和

27、HDMI電纜。該屏蔽層是電纜線對上傳輸信號的本地回流路徑。最近的回流路徑是一個低阻抗的路徑，它有助于限制電纜發射出能量，以降低用擾。該屏蔽層往往由金屬箔構成，這對電纜制造商來說是一種低成本效益的好方法。在一束線對的周圍還可設置一個外屏蔽層，以便最大限度減小EMI外屏蔽層往往采用編織制作。FourTwistedPairs圖2-2中示出暴露的DVI電纜的單股線對。電纜的損耗將與中心導體的線規有圖2-3.DVI電纜的損耗VS線規以不同品質的DVI電纜為例，可以看出一條20m長、28-AWG的DVI電纜的衰減與一條30m長、24-AWGDVI電纜相同。因此，延長一段鏈路的最簡單的方法是使用一條低線規數

28、的中心導體電纜。在不同的電纜類型間作選擇時，應當考慮申擾的影響。如果兩條相鄰的電纜對之間的申擾過高，則串行鏈路的信噪比將受到損傷。正如可從6類電纜的實例中（圖1-4）看到的，串擾限制了連接段的可用數據率，使之不超過1.2Bbps。與相同長度的Inifiniband電纜相比，當頻率低于頻率低于5GHz時，其串擾效應始終低于信號損耗30dB。圖2-4.Inifiniband和6類電纜之間在串擾性能方面存在的差異低成本的絞合線對電纜在業界得到廣泛應用，它可以支持更高的數據率。每條CAT-5電纜可提供4條線對，是一種成本效益很好的方法，每英尺約為二十美分。絞合線對電纜的不足之處是偏斜（skew）性能。

29、在線對內部和線對間的偏斜普遍存在于絞合線對。對于各一束電纜來說，每一對導線的對絞數都不同，在100米長度上其變化幅度可以達到1m。另外，當制造電纜的每個線對時，每對線的長度是不受控制的，這會造成線對內偏斜。而線對內偏斜會給差分轉換帶來共模影響，這在較高的頻率下會增加信號的損耗。對偏斜提出了更嚴格的公差要求的電纜是PCI-Express、SATA、Infiniband、DVI和HDMI電纜。對于那些所有數據序列都必須在相同的位時鐘控制下達到相同的終點，偏斜變得更為重要。在電纜的每一端是連接器。連接器會造成電器的不連續性（阻抗失配）、申擾和附加的損耗。對于SATA等雙向的連接段來說，線對間的隔離成

30、為最需要掌握的電纜指標。SATA連接器通過在每個線對河整個線束周圍包敷金屬屏蔽層來最大限度地減小申擾和EMI。這種高速連接器方面的技術經過長時間的演化，已經從塑料的RJ-45進化到了成為分類電纜(categorycable),但是考慮到分類電纜的成本效益，有些制造商已經開發了高速的連接器以減小用擾。RJ-45電墀SATA電纜DV1電埃逢接器HDMI電翼連接器TeraCat-7 連接M圖2-5.電纜端口實例一并非所有的電纜端口都適用于高速應用信號調理器件可以補償電纜造成的線性插入損耗。當連接器引入更大的損耗或者一個阻抗失配時，均衡和預加重也不能解決這些附加效應。連接線段的帶寬可以通過在介質參數的

31、線性區的工作來確定。電纜類型電纜構造數據率（Gbps）典型的市場線規典型的介質長度（米）雙DVI6路數據,1路時鐘，3路控制1.65消費類數字視頻22,24,26,285-30HDMI3路數據,1路時鐘，3路控制1.65消費類數字視頻24,26,285-30擴充CAT-54路數據高達3.125廣闊的市場26,2810PCI-ExpressGen2X1,X2,X4,X85PC24,26,28若T英尺，10mSATA-21組雙向數據對3存儲應用24,26若干英尺,10m表2-6.在選擇電纜介質時，由應用驅動來決策2.2 信號調理特性本節將介紹數據位信號從源出發在各種類型的介質上傳輸后所受到的各種損

32、害。我們還將采用特定的技術來修補這些信道造成的損害電纜和PCB導線上的介質損耗最主要的損耗來自點到點之間用于承載數據信號的電纜和PCB導線有限的帶寬。這些元件可以產生兩種不同的類型的損耗機制：趨膚效應損耗和介質損耗。這些與頻率有關的損耗對信號的影響不同，因此，針對兩種損耗的解決方案也不同。1 .趨膚效應損耗：趨膚效應使大多數的高頻電流在導體的外表面（皮膚”）流動。于是，導體的有效電阻隨著頻率的上升而增大。趨膚效應損耗與信號頻率的平方根成正比，于是其隨頻率上升而增大的速率會變緩。2 .電介質損耗：一路信號沿著一根與其他導體之間通過電介質絕緣的導體行進時，介質材料將吸收一部分信號。介質損耗與信號頻

33、率成正比，因此其隨頻率的變化更為陡峭。趨膚效應損耗和電介質損耗都會使高頻二進制信號的邊沿變化速率變慢，其基本機制同樣是引入碼間干擾（ISI）,碼問干擾使單個位信號的寬度擴展，延伸到多個位周期上。不過，它們對數據位（碼元）的影響確實與上述的情形不同。另外，趨膚效應損耗是電纜中的主要損耗機制，而電介質損耗是PCB中的主要損耗機制。于是，必須針對不同的介質類型采用不同的補償機制。要解決和補償這種ISI有兩種策略。第一種是使用更好的、損耗更低的介質，其次是使用信號調理IC來對信號補償。介質的選用常常受到如下因素的限制：材料成本，安裝成本，對現有安裝手段進行升級以便支持更高數據率傳輸時必須滿足的要求。通

34、過使用信號調理手段和運用預（去）加重及均衡（EQ）技術，可以實現更高的性能圖2-7.經過和未經過預加重/均衡處理的信號預加重和去加重驅動器預加重（Pre-Emphasis,PE）和去加重（De-Emphasis,DE）技術是通過向發送端的數據信號施加具有頻率選擇性的衰減作用來解決損耗問題的方法。傳輸介質的損耗會造成信號沿變化速率的降低，從而導致ISI。為了補償這一問題，預加重和去加重驅動器提升了波形中的邊沿區（高頻分量）相對于平坦區（低頻分量）的能量水平。于是，傳輸介質和PE/DE驅動器組合影響后的總的頻率響應在整個頻譜上是相對平坦的，這就可以保證電纜末端眼圖的張開。參見上圖2-7。PE=20

35、Xlog10（A/B）:發送Vod=BDE=20Xlog10（B/A）:發送Vod=A圖2-8.信號中的差分部分得到了調制預加重或者去加重往往以峰峰信號幅值（A）與峰峰穩態幅值（B）來表示。于是，預加重和去加重之間的區別，就是施加頻率補償的方式。在預加重中，通過在每個邊沿施加過沖來增強信號沿能量。而在去加重過程中，信號保持不變，但穩態的幅值受到了衰減。表2-9.預加重和去加重的區別衡量標準預加重去加重典型的信號技術LVDSCML輸出峰峰值以PE比的倍數增大匕尤DE時相同功耗更局相同典型的測量值正分貝數（+3dB）負Db(-3dB)接收端眼圖張開程度匕尤PE時相同減小，倍數為DE比預加重和去加重

36、的寬度可以兩種方式來確定：通過模擬的時間常數或者與數據寬度相關的延遲塊（通常從數字時鐘信號中導出）。在大多數并不嘗試去精確地恢復時序信息（時鐘）的信號調理IC中，預加重和去加重寬度被大致限制在半個位寬度到整個位寬度的范圍內。均衡均衡在接收端操作，其機理是有選擇性地提升高頻數據，從而對介質的高頻滾降速率進行補償。均衡器電路利用一個RLC網絡來實現一個高通濾波器，其頻率響應網想地）恰好與欲補償的傳輸介質的頻率響應相反。freq(Hz)圖2-10.逆信道響應（藍）和匹配均衡器響應©）兩種類型的均衡器電路均衡器電路還可以被劃分為兩大類：無源電路和有源電路。無源電路是依靠衰減低頻分量來工作。而

37、有源電路則是設法放大高頻分量，因此需要電源供電以實現放大。有源均衡器還可以進一步劃分為3類一一固定式、可調式和自適應式。Ps:原文下面的章節，充斥著大量器件廣告，忍無可忍差點腰斬之，想想還是保留吧，進行了脫水處理。其實所參考的資料說白了就是美國國家半導體的廣告，人家這廣告嵌入專業啊，本文就是對其進行過濾、脫水處理。只是這一章節是在太過分，不吐不快無源電路：Power-Saver均衡器Power-Saver均衡器僅適用了片上電阻、電感和電容，通過衰減低頻分量來實現其功能。由此，這些均衡器適用于所有信號技術（LVDS、CML和LVPECL）。接收端的波形類似于用去加重驅動器所得到的波形，即接收器可

38、看到一個張開的眼圖，但其幅值變小。Power-Saver均衡器提供了若干優勢：類件布局靈活一一可放置在數據通道上的任何位置（例如，在背板上的數據通道的中部）雙向一一數據可向任何一個方向流動全全線性多個Power-Saver均衡器可級聯起來，還可再用接一個有源均衡器，以恢復信號電平有源均衡器有源均衡器，正如其名稱所表示的那樣，是利用有源晶體管對高頻信號進行增益放大，而不衰減低頻信號分量。這種方案更適合信號幅值較低的場合，例如，去加重驅動器或者無PE的LVDS驅動器。止匕外，大多數有源均衡器也可容忍高輸入幅值。在均衡器芯片內部，有若干增益放大級，用于讓信號“按平方律上升”，從而將其完全恢復到最大幅

39、值（圖2-11）。這種對信號的恢復是一個非線性的過程，因此有源均衡器不能背對背地級聯起來。Gain StagesOutputDriverLinearActiveEqualizerEQControl-Auto/Manual/None圖2-11.有源均衡器架構由于均衡器很少會有理想的特性，故始終會殘余一定的ISI。這一殘余的ISI會造成輸出的抖動，被稱為殘余確定性抖動。設計良好的均衡器可將輸入信號的抖動降低到0.2UI。一個單位間隔等于一個碼元以所期望的數據率傳輸時所對應的時間周期。固定均衡器固定均衡器用于對固定不變的、長度預先確定的電纜進行均衡處理，保證數據率最高能達到某個特定值。固定均衡器可提

40、供一個預先設定的均衡曲線，常常被用在固定的、具體的頻率上來提供一定量的增益（以dB為單位進行測量）。這些均衡器的輸出抖動是針對某個固定信號進行優化的，而如果該信道相對于均衡器所針對的基準信道過長或過短的話，則性能會出現下降。固定均衡器應該在傳輸信道被充分了解而且不再變化的情況下使用可調均衡器容許用戶進行性能的調控當傳輸信道的長度隨著系統的不同而變化，以及當均衡性能必須不隨數據率而變化時，可調均衡器就是一種有用的方法。這些均衡器可以讓系統的設計者對均衡電路進行一定的調控，而可調均衡器（以及固定均衡器）都在很大程度上與實際在其上傳輸的數據信號的模式無關。要設定器件滿足多個預先定義的均衡曲線中的一種

41、，則可以通過器件上的CMOS引腳或者通過串行總線（如SMBus）來完成。這使單個均衡器芯片即可完成對多種不同長度的傳輸介質（電纜或者導線）的均衡處理，而不會像使用固定均衡器時出現的抖動性能的降低。然而，系統的設計者必須基于信道損耗對正確的均衡曲線進行設定/編程。自適應均衡器自適應均衡器使用了某種內部的算法，以力圖獨立地和自動地確定對與之相連的介質所需的最佳的均衡強度。這種算法常常需要對電纜的類型、數據率和數據模式（如8b/10b）有充分的了解。于是，自適應的均衡器可以優先的傳輸介質類型、數據率參數和數據模式的組合服務。當介質長度出現顯著的變化而不能被系統設計者所很好地限定時，就必須采用自適應的

42、均衡器。串擾正如以前在FEXT/NEXT一節所討論過的那樣，串擾是指人們不希望出現的、某個信號源到所需的數據編碼傳輸的耦合現象。串擾一般出現在多個數據流以物理上接近的路徑傳輸并發生相互耦合（通過EMI）的情形中。在電纜中，串擾是在電纜中有并排若干條導體的結果。在連接器中，串擾是由于連接器的物理設計所造成的。Ch.><>n*l <jg*rv*r 八 AmpiKyd4VAIl / *41 q "14 *pOATM >n ji-rl -2 二" ATJ 15m r*l ?Ouinn*iscM/iN 用 心-®JHFrequency(Gkh)

43、FrtquehcyiGH1I圖2-12.在不同的傳輸介質中所觀察到的申擾在較高的數據率下，用擾變得很顯著，而且，在相同的電纜或連接器中傳輸多路數據信號，常常是限制因素。正如圖2-12所見，在3GHz處，用擾幾乎等于所接受的信號，當數據在同一根電纜上以兩個方向傳輸時，或者通過同一連接器上傳輸時，申擾的影響尤為惡劣。在這種情形中，接收信號受到電纜的衰減，但近端用擾耦合則達到了最強的水平。要對申擾進行補償，就必須掌握復雜的DSP技術并充分了解干擾信號。在較高數數據率下對串擾進行修正則更為困難，此時復雜的DSP實際上無法實現。用擾也無法通過均衡來糾正。事實上，線性的均衡反而會在增強所需信號的同時增強了

44、高頻申擾。于是，解決申擾的最佳策略，就是設法防止其出現。系統設計者應當使用盡可能緩慢的信號沿速率。這可限制高頻分量的能量，同時降低用擾。但是，太慢的信號沿速率會使ISI上升，從而使所期望的信號被衰減。其間的折中取舍必須謹慎。一般而言，信號沿變化速率應當不低于位周期的1/3。系統設計者應當選用那些導線對有單獨屏蔽的電纜，而且使用高性能、低申擾的連接器。反射反射是發送的高頻、邊沿尖銳的信號通過信道中的阻抗不連續點時出現的現象。在一個具有良好終接、無阻抗不連續點的信道中，信號從發送器出發，經過傳輸后完全為接收器所吸收。如果終接方法合適（理想情況），將不會出現反射。但是，如果信號遇到不連續點，則其中的

45、一部分將被反射回去，向著信號源的方向傳播。例如，如果信號源的端阻抗不能與負載實現很好的匹配，則信號將被反射回來，回到發送器端。接收器將收到同一信號的多個版本，這些版本經過了對此衰減。由此造成的多路信號到達接收器，將會造成ISI。這些不連續點通常是連接器、PC板過孔和不當的終接電阻所造成的。另一個反射源是集成電路所存在的嚴重的回波損耗，這可能是由于存在大電容（前文有提到）或者高速I/O引腳上采用了不恰當的終接方法造成的。線性均衡器不能預測信號通路上不連續點的可能位置。另外，信道較長時，發射到接收器所花費的時間相對較長。若不使用DSP技術，要將反射的信號與所希望的信號區分開來是很困難的。因此，沒有

46、一種高速均衡器可以補償反射。與串擾類似的是，解決反射的最佳方法是使用性能更高的連接器和采用高頻設計方法。系統設計者應仔細地審核所用電路的回波損耗和輸入電容性能指標。一般來說，在數據率上的回波損耗應當優于-10dB,而輸入電容應低于2pF。最后降低信號沿變化速率也可以顯著減小反射，如圖2-13所示圖2-13.信號沿變化速率對接收器輸入端眼圖的影響。數據率=600Mbps。波形基于IBIS模型仿真活動2.3 同時使用預/去加重和均衡器預/去加重（PE/DE）和均衡器都試圖通過在驅動器使用PE/DE而在接收端使用EQ來糾正ISI問題。如果驅動端和接收端都能由系統設計者來定義的話，則在同一條接受鏈中可

47、同時使用PE/DE和EQ來提高性能。不過，還應當考慮若干方面的問題，包括PE/DE驅動器的特性、傳輸介質以及接收器均衡器的特性。這些系統參數都必須保持匹配。出現失配會導致殘余的確定性抖動的上升。其次,系統設計者必須了解額外出現的反射和用擾。一個PE/DE驅動器可以引入頻率更高的能量，而這會造成用擾、反射和電磁輻射。這些高頻現象隨后將被接收器的均衡器放大。最后，預加重需要驅動器提高其功率。因此，最佳的策略就是首先進行最大限度的接受均衡處理，如果這還不夠，就開始提高預加重的水平。2.4 隨機噪聲隨機噪聲是電子的隨機性以及電子攜帶信息沿著電通道傳播時克服的隨機性的障礙所造成的。所有電氣元器件都會出現

48、某種程度的隨機噪聲，最終將轉換為噪聲電壓，并在數據信號沿上形成隨機抖動(RandomJitter,RJ)。真正的隨機噪聲通常在本質上屬于高斯分布，因此是以均方根或峰峰值來衡量的。后一種測量值與誤碼率(BitErrorRate,BER)有著本質的聯系。隨機噪聲/抖動是無法預測的，因此不能通過均衡來補償。隨機抖動來源可劃分為3類主要的系統元件：驅動器抖動，信道抖動和接收器抖動。驅動器抖動由饋給驅動器的時鐘源的純度以及驅動器的隨機噪聲本身所決定。經過良好設計的驅動器子系統將展現小于0.1UIp-p的時序抖動。傳輸介質信道往往是無源的，因此本身不會顯著增加RJo接收器均衡器必須增強被信道所衰減的信號。

49、在放大過程中，噪聲也得到了增強，因此RJ將會上開。一個設計出色的均衡器將展現出低于0.20.1UIp-p的RJo值得重中的是：接收均衡器并不能減小隨機噪聲/抖動。在DJ被減小的同時，均衡器會使RJ上升。當然現在采用先進雙極型工藝和電路技術的能更好地減小隨機抖動的均衡器已經被制造出來了，應該不便宜。隨機時序抖動的最大來源往往是時鐘發生器(PLL)以及數據通道上的時鐘與數據恢復(DataRecovery,CDR)部分。圖2-14示出了時序抖動的不同本質特征。請注意，時鐘噪聲影響水平(時間)方向上的眼圖張開度，而不會影響到眼圖在垂直(幅值)方向上的張開度。a.Input Clock with 0.4

50、UI Jitter 20MHzb.After Channelc.After Equalizerd.After Re-clockingDataInputInput/RefersnuClnckChannel(3MCX 4 Cable Rs-clockoiOutputOulpulClook圖2-14.利用均衡和重定時實現數據的恢復2.5 重定時接收器（重定時器）為了解決隨機抖動（RJ）、用擾、反射和殘余確定性抖動（DJ）問題，系統設計者必須采用一類不同的信號調理器件，即重定時器（re-clocker）。重定時器檢查輸入的數據信號，讓內部的本地時鐘源與接收器數據模式對準。該過程和相關的電路構成了CDR系統的核心。采樣（或者說重鎖定或重定時）的方法是：在眼圖開口的中心對輸入數據信號進行選通測量（strobing）,并以二進制數記錄其結果。如此的選通測量電路的輸出既沒有幅值抖動，也沒有時序抖動。在實踐中，內部的時鐘源具有時序抖動，該抖動帶來一定的殘余RJ。另外，存在若干種DJ和RJ的情況下，時鐘恢復電路無法與輸入的數據對準。由于采樣過程的原因，一部分張開的輸入眼圖可能會在輸出端變換為一個干凈的眼圖，但是該眼圖會有位錯誤。于是系統設計者必須依靠誤碼率（BERT）來確保系統的運行不會發生錯誤。在不會引入位錯誤的情況下，一個CDR系統可容忍的輸入信