1、HUNAN UNIVERSITY通信系統課程設計報告學生姓名 易權峰 學生學號 20070820125 專業班級 07級通信一班 指導老師 李運蘭 基于IEEE802.11的無線局域網直序擴頻系統 SystemView上的仿真一、課程設計目的及要求1、課程設計目的用Systemview通信系統訪真軟件作為設計工具，完成通信系統的動態設計與仿真，該設計將使學生在綜合運用所學知識、解決本專業方向的實際問題方面得到系統性的訓練。Ø 了解SystemView的運行環境及應用領域；Ø 逐步熟悉各種通信系統的仿真，由簡到難；Ø 運用所學對幾個實際系統的仿真進行分析和比較；2、

2、課程設計要求Ø 調制器和發射機子系統Ø 射頻到中頻變換子系統Ø 解擴子系統Ø 信息解調子系統二、實驗內容1. 了解Systemview的運行環境及應用領域；2. 通過本課程設計掌握直接序列擴頻的擴頻原理及方法，掌握擴頻信號在時域及頻域上的變化。3. 掌握直接序列擴頻的解擴原理即方法，掌握解擴前后信號在時域和頻域上的變化。三、實驗原理1 擴頻通信的基本原理11擴頻通信的理論基礎擴頻通信的基本特點，是傳輸信號所占用的頻帶寬度(W)遠大于原始信息本身實際所需的最小(有效)帶寬(DF)，其比值稱為處理增益Gp: Gp = W/DF . (1) 眾所周知，任何信息

3、的有效傳輸都需要一定的頻率寬度，如話音為1.7 - 3.1kHz，電視圖像則寬到數兆赫。為了充分利用有限的頻率資源，增加通路數目，人們廣泛選擇不同調制方式，采用寬頻信道(同軸電纜、微波和光纖等)，和壓縮頻帶等措施，同時力求使傳輸的媒介中傳輸的信號占用盡量窄的帶寬。因現今使用的電話、廣播系統中，無論是采用調幅、調頻或脈沖編碼調制制式，Gp值一般都在十多倍范圍內，統稱為“窄帶通信”。而擴頻通信的Gp值，高達數百、上千，稱為 “寬帶通信”。擴頻通信的可行性， 是從信息論和抗干擾理論的基本公式中引伸而來的。 信息論中關于信息容量的仙農(Shannon)公式為： C WLog2(1十P/N) . (2)

4、式中：C - 信道容量(用傳輸速率度量) W - 信號頻帶寬度 P - 信號功率 N - 白噪聲功率 式(2)說明，在給定的傳輸速率C不變的條件下，頻帶寬度W和信噪比PN是可以互換的。即可通過增加頻帶寬度的方法，在較低的信噪比PN(SN)情況下，傳輸信息。擴展頻譜換取信噪比要求的降低，正是擴頻通信的重要特點，并由此為擴頻通信的應用奠定了基礎。擴頻通信可行性的另一理論基礎，為柯捷爾尼可夫關于信息傳輸差錯概率的公式： Powj » f(E/N。) . (3)式中：Powj - 差錯概率 E - 信號能量 N。- 噪聲功率譜密度 因為，信號功率 PET (T為信息持續時間) 噪聲功率 NW

5、N。 (W為信號頻帶寬度) 信息帶寬 D FlT 則式(3)可化為： Powj » f(TW.P/N) = f(P/N.W/D F ) . (4) 式(4)說明，對于一定帶寬 DF的信息而言，用Gp值較大的寬帶信號來傳輸，可以提高通信抗干擾能力，保證強干擾條件下， 通信的安全可靠。 亦即式(4)與式(2)一樣，說明信噪比和帶寬是可以互換的。 總之，我們用信息帶寬的100倍，甚至1000倍以上的寬帶信號來傳輸信息，就是為了提高通信的抗干擾能力，即在強干擾條件下保證可靠安全地通信。這就是擴展頻譜通信的基本思想和理論依據。12擴頻通信的基本原理 擴頻通信的基本原理如圖4.1所示。信息數據D

6、先通過常規的載波調制變成帶寬為B1的信號，然后用擴頻序列發生器產生的偽隨機PN碼序列作擴頻調制，形成帶寬為B 2(B2B1)、功率譜密度極低的擴頻信號后再發射。信息數據D也可先經偽隨機碼擴頻。然后再經載波調制。眾多的通信用戶使用各自不同的偽隨機碼，可以在同一頻帶內同時傳輸。在接收端，須用與發送端相同的偽隨機碼作擴頻解調處理，把寬帶信號恢復成窄帶信號，并用常規的信號處理方法解調出信息數據D。顯然，當接收端不知道發送端使用的偽隨機碼時，要進行解擴是非常難甚至是不可能的。這樣就實現了信息數據的保密通信。當接收端采用對應的偽隨機碼接收某一擴頻信號時，通信信道中其它的擴頻信號在該接收瑞的解擴相關處理器中

7、無信號輸出，不會對該擴頻信號的解擴解調產生干擾。這樣，不同用戶的接收端使用不同的偽隨機碼作解擴處理，就可得到相應的信息數據，實現多用戶(或多址)通信。 直接序列擴頻，即所謂的直擴(DS)方式。直接序列擴頻(簡稱直序擴頻)系統的基本結構如圖42所示。輸入的信息數據D，經過載波調制變成了帶寬為B1的信號，再出偽隨機碼調制成帶寬為B2的寬帶信號后發射。在接收端，首先通過同步電路捕捉發送來的PN碼的準確相位，產個與發送來的偽隨機碼同相的本地參考偽碼，以供解擴使用。直序擴頻方式是擴頻應用中最典型、最常用的一種。13 直序擴頻通信系統簡介     所謂直接序列(DS)擴頻，就

8、是直接用具有高碼率的擴頻碼序列在發端去擴展信號的頻譜。而在收端，用相同的擴頻碼序列去進行解擴，把展寬的擴頻信號還原成原始的信息。圖51為直擴系統的組成與原理框圖。   圖51 在圖51(a)中，假定發送的是一個頻帶限于fin以內的窄帶信息。將此信息在信息調制器中先對某一副載額fo進行調制(例如進行調幅或窄帶調頻)，得到一中心頻率為fo而帶寬為2fin的信號，即通常的窄帶信號。一般的窄帶通信系統直接將此信號在發射機中對射頻進行調制后由天線輻射出去。 但在擴展頻譜通信中還需要增加一個擴展頻譜的處理過程。常用的一種擴展頻譜的方法就是用一高碼率fc的隨機碼序列對窄帶信號進行二相相移鍵控調制見

9、圖51(b)中發端波形。二相相移鍵控相當于載波抑制的調幅雙邊帶信號。選擇fc fo fin。這樣得到了帶寬為2fc的載波抑制的寬帶信號。這一擴展了頻譜的信號再送到發射機中去對射頻fT進行調制后由天線輻射出去。 信號在射頻信道傳輸過程中必然受到各種外來信號的干擾。因此，在收端，進入接收機的除有用信號外還存在干擾信號。假定干擾為功率較強的窄帶信號，寬帶有用信號與干擾信號同時經變頻至中心頻率為中頻fI輸出。不言而喻，對這一中頻寬帶信號必須進行解擴處理才能進行信息解調。 解擴實際上就是擴頻的反變換，通常也是用與發端相同的調制器，并用與發端完全相同的偽隨機碼序列對收到的寬帶信號再一次進行二相相移鍵控。

10、從圖51(b)中收端波形可以看出，再一次的相移鍵控正好把擴頻信號恢復成相移鍵控前的原始信號。從頻譜上看則表現為寬帶信號被解擴壓縮還原成窄帶信號。這一窄帶信號經中頻窄帶濾波器后至信息解調器再恢復成原始信息。但是對于進入接收機的變窄帶干擾信號，在收端調制器中同樣也受到偽隨機碼的雙相相移鍵控調制，它反而使窄帶干擾變成寬度干擾信號。由于干擾信號頻譜的擴展，經過中頻窄帶通濾波作用，只允許通帶內的干擾通過，使干擾功率大為減少。由此可見，接收機輸入端的信號與噪聲經過解擴處理，使信號功率集中起來通過濾波器，同時使干擾功率擴散后被濾波器大量濾除，結果便大大提高了輸出端的信號噪聲功率比。 這一過程說明了直擴系統的

11、基本原理和它是怎樣通過對信號進行擴頻與解擴處理從而獲得提高輸出信噪比的好處的。它體現了直擴系統的抗干擾能力。綜上所述，直擴系統的特點是： ² 頻譜的擴展是直接由高碼率的擴頻碼序列進行調制而得到的。 ² 擴頻碼序列多采用偽隨機碼，也稱為偽噪聲(PN)碼序列。 ² 擴頻調制方式多采用BPSK或QPSK等幅調制。擴頻和解擴的調制解調器多采用平衡調制器，制作簡單又能抑制載被。 ² 模擬信息調制多采用頻率調制(FM)，而數字信息調制多采用脈沖編碼調制(PCM)或增量調制(DM)。 ² 接收端多采用產生本地偽隨機碼序列對接收信號進行相關解擴，或采用匹配濾波

12、器來解擴信號。 ² 擴頻和解擴的偽隨機碼序列應有嚴格的同步，碼的搜捕和跟蹤多采用匹配濾波器或利用偽隨機碼的優良的相關特性在延遲鎖定環中實現。 ² 一般需要用窄帶通濾波器來排除干擾，以實現其抗干擾能力的提高。1擴頻序列擴展頻譜通信系統是對信息數據頻譜擴展的種通信系統。要對信息數據的頻譜進行擴展，其擴頻所采用的偽隨機碼須有極寬是均勻的頻譜特性。這種偽隨機碼就叫做擴頻序列。擴頻通信要求擴頻序列具有較好的自相關特性相互相關特性，屬偽隨機序列即PN序列。其中最常用的有m序列(即最大長度線性反饋移位寄存器序列)、Gold序列、M序列(結構型非線性移位寄存器序列)等。14直擴信號的發送與

13、接收在圖5l中所示出的直擴系統發送接收系統的原理方框中，在發端輸入信息要經過信息調制“擴頻和射頻調制”，在收端接收到的信號要經過變頻、解擴和信息解調。與一般模擬或數字通信系統比較，信息識別與解調、射頻的上變頻和下變頻，情況基本相同。 直擴通信系統的主要特點在于直擴信號的產生，即擴頻調制和直擴信號的接收，即相關解擴。1.4.1 擴頻調制 通過對擴頻信號波形與頻譜關系的分析和對PN碼序列性能的了解，來說明獲得擴頻信號的調制方法就比較容易了。一般說來，都是用高碼率的PN碼脈沖序列去進行調制擴展信號的頻譜的。通常采用的調制方式為BPSK，輸入信號與PN 碼在平衡調制器調制而輸出展寬的擴頻信號；圖5-2

14、中已經表示出直擴擴頻調制的原理圖。圖中平衡調制器的輸出信號的中心頻率位置決定于輸入的載波頻率，在這里是載頻抑制的。而兩個邊帶則為展寬的頻譜，它決定于調制PN碼脈沖的寬度。PN碼碼率越高，或脈沖寬度越窄，擴展的頻譜越寬。那么這一擴頻調制的原理是如何具體實現的呢?圖5-7(a)中為一常見的二極管平衡調制器。它的作用原理是：左端上面輸入為正弦載波信號，下面輸入的是PN碼脈沖信號。4個二極管起作開關的作用。當脈沖信號為正D2、D3導通，此時輸出變壓器中載波信號電流是向上的。脈沖輸入信號變負時，Dl，D4導通，此時輸出變壓器中載波電流是向下的。換句話說，隨著脈沖信號極性的不同，輸出載波信號的相位改變18

15、0°。因此，平衡調制器起到了二相相移鍵控(BPSK)調制器的作用。輸出正弦波相位改變的情況如圖57(b)中所示。 平衡調制器的一個重要特性是輸出的調制信號是載波抑制的。這對于擴頻通信是很重要的。無載波發射，既可節省功率，又可使擴頻信號更加隱蔽，不易被 發覺。平衡調制器對兩個輸入信號來說相當于乘法器。 如果載波信號用Acosvct表示，脈沖信號用m(t)表示，則輸出信號為二者乘積： Am(t)cosvct 如果m(t)取值為土l，則輸出信號根據三角公式可分解為相位相差180°的兩個分量之和如圖57(c)所示，它相當于只有兩個邊頻而無載波。但在直擴系統 中，調制脈沖不是周期性的

16、規則脈沖，而是PN碼脈沖序列。圖5-7 除了BPSK調制獲得擴頻信號外，還可以采用QPSK及MSK調制來進行擴頻調制。 1.4.2 相關解擴 一般采用相關檢測或匹配濾波的方法來解擴。 所謂相關檢測，當你想檢測出所需要的有用信號，有效的方法是在本地產生一個相同的信號，然后用它與接收到的信號對比，求其相似性。換句話說，就是用本地產生的相同的信號與接收到的信號進行相關運算，其中相關函數最大的就最可能是所要的有用信號。圖52中已表示出基本的解擴過程。也就是在收端產生與發端完全相同的PN碼，對收到的擴頻信號，在平衡調制器中再一次進行二相相移鍵控調制。在圖51(b)中可以看出發端相移鍵控調制后的信號在收端

17、又被恢復成原來的載波信號。當然一個必要的條件是本地的PN碼信號的相位必須和收到的相移后的信號在相移點對準，才能正確地將相移后的信號再翻轉過來。由此可見，收發兩端信號的同步十分重要。另外從圖52(b)中的頻譜圖上也可以看出，平衡調制器把收到的展寬的信號解擴成信息調制的載波。最后經帶通濾波器輸出。以上所述就是所謂的相關解擴過程。通常為了處理方便，大多在中頻進行。也就是接收到的擴頻信號，先在變頻器中先變換到中頻，再進入到平衡調制器中解擴。其后接中頻帶通濾波器輸出。有時為了避免強干擾信號從平衡調制器的輸入端繞過它而泄漏到輸出端去，可以來用外差相關解擴，如圖59所示。   圖59本地產生的PN

18、碼先與本地振蕩器產生的與接收信號差一個中頻信號的本地振蕩信號在下面一個平衡調制器進行調制，產生本地參考信號。它是一個展寬了的信號。然后，此本地參考信號與接收的信號在上面一個平衡調制器調制成中頻輸出信號。這時平衡調制器實際上起的是混頻器的作用。由于它的輸入信號與輸出信號不同，也就不會發生強干擾信號直接繞過去的泄漏了。并且后面還有一個中頻帶通濾波器，可以起到濾除干擾的作用。相關解擴過程對擴頻通信至關重要。正是這一解擴過程大大提高了系統的抗擾能力。 圖510(a)示出一直擴接收機的簡化框圖。輸入信號除直擴信號外，還有連續載波干擾和寬帶信號干擾。圖510(b)中示出三種信好的處理過程。由于解擴相關器對

19、連續載波起作擴頻的作用，把它變換成展寬的直擴信號。同理，對輸入的不是相同PN碼調制的寬帶信號也進一步展寬2倍。這兩種信號經窄帶濾波器后，只剩下一小部分干擾信號能量。與解擴出的信息調制載波相比較，輸出的信噪比大大提高了。由此可見，頻帶展得越寬，功率譜密度越低，經窄帶濾波后殘余的干擾信號能量就更小了。這里也可以看出，在接收端，窄帶濾波器對提高抗干擾性起作很關鍵的作用，因而在實際應用中，對其性能指標的要求也就很嚴格。   圖510 相關解擴在性能上固然很好，但總是需要在接收端產生本地PN碼。這一點有時帶來許多不方便。例如，解決本地信號與接收信號的同步問題就很麻煩，還不能做到實時把有用信號檢

20、測出來。因為匹配濾波和相關檢測的作用在本質上是一樣的，我們可以用匹配濾波器來解擴直擴信號。所謂匹配濾波器，就是與信號相匹配的濾波器，它能在多種信號或干擾中把與之匹配的信號檢測出來。這同樣是一種“用相片找人”的方法。對于視頻矩形脈沖序列來說，無源匹配濾波器就是抽頭延遲線上加上加法累加器。有時稱為橫向濾波器，其結構如圖511(a)所示。   圖511 但SAW匹配濾波器制作有一定難度。主要是插入損耗較大，且工藝要求很嚴，特別是在碼位長時。一般情況，根據PN碼序列結構做成固定的抽頭，它就不能適應碼序列需要改變的情況。如果在輸出端加上控制電路，也可做成可編程的SAW匹配濾波器。這樣應用起來就

21、很方便，但制作起來就更困難了，要求有VLSI制作藝的精密度。1.4.3 射頻系統 上面詳細討論了擴頻調制和相關解擴的問題。但是直擴系統總是離不開發射機把信號通過天線輻射出去，也離不開天從空間收到的信號經接收機再進行處理。射頻系統就是指的發射機相接收機而言。現在的問題是常規的窄帶通信系統的收發信機能不能用在直擴系統呢? 回答是否定的。不應忘記直擴信號是寬帶信號。直擴系統就必須具有適應這種寬帶PN碼信號的特點。下面就是一些直擴射頻系統的特點。 直擴發射機常見時中頻是70MHz，此時調制信號的帶寬不超過20MHz。射頻頻率由中頻變頻得到，而不用倍頻。因為倍頻能使相位關系產生變化，會改變或甚至完全去掉

22、DS調制。對于末級功率放大器，則要求其要有足夠的帶寬，以允許直擴信號可以順利的通過。保持線性放大當然是希望的，但要求并不十分嚴格，因相位特性非線性不致引起大的問題。 射頻系統阻抗匹配很重要，特別要注意使電壓駐波比達到一定的要求，因為在寬帶運用時頻率范圍很廣，駐波比會隨頻率而變，應使阻抗在寬度范圍內盡量匹配。直擴接收機的問題要復雜一些，因為除有用寬帶信號外，還存在其他干擾信號。直擴系統接收機的線性很重要，限幅會引起6dB信噪比的損失。從接收機前端到相關器要求保持線性，不僅在信號范圍內，也包含干擾。自動增益控制只能部分地解決問題。通常應盡量把相關器靠近前端，使相關器前高電平級盡量的少，這樣做的結果

23、也降低了對本振信號電平的要求。另外，一般認為接收機前端最好能復蓋整個寬頻帶，用改變本振頻率經混頻得到固定的中頻信號。但由于干擾信好的存在，這會導致大量的干擾信號落入中頻通帶內，故一般最好不用寬帶放大。一個理想的直擴接收系統應使有用信號得到放大，而干擾信號被濾除。故接收機前端應調諧在PN碼鐘率的兩倍。當然，實際上有多種接收機的結構可供我們選擇1.5 直擴系統的同步原理1.5.1發射參考信號法當接收系統必須盡可能簡單時, 發射參考信號可以用于起始同步捕獲、 跟蹤或同時用于兩者。 發射參考信號法的接收機既不用偽隨機碼發生器, 也不用其它的本地參考振蕩器, 相應的偽隨機碼參考信號也是發射機產生的, 并

24、同所要的載有信息的信號同時發送。 跳頻和直擴兩種系統都適合發射參考信號法。 圖為該系統的原理框圖發送端把含有信息的已調信號與不含信息的fc1同偽隨機碼進行調制后, 合并、 放大, 然后發送出去。 在接收端, 兩個頻率的信號分別在兩個通道中放大, 經過相關運算后, 取出中頻, 解調后還原出信息。 設發送的兩個信號分別為s1(t)和s2(t), 即 s1(t)=c(t) cosc1t (5 - 3) 和 s2(t)=a(t)c(t) cosc2t (5 - 4)式中c(t)和a(t)分別為偽隨機碼和傳送的信息。 在接收端, r1(t)和r2(t)分別對應于s1(t)和s2(t )。 不考慮衰減問題

25、, r1(t)和r2(t)相乘后得 r(t)=r1(t)r2(t) =a(t)c2(t) cosc1t·cosc2t =a(t) cosc1t·cosc2t (5 - 5)經中頻濾波后, 為 (5 - 6) 1.5.2. 載波同步同相正交環法（科斯塔斯環）利用鎖相環提取載波的另一種常用方法如圖7-3所示。加于兩個相乘器的本地信號分別為壓控振蕩器的輸出信號和它的正交信號，因此，通常稱這種環路為同相正交環，有時也被稱為科斯塔斯（Costas）環。圖 同相正交環法提取載波設輸入的抑制載波雙邊帶信號為，則（7-4）經低通后的輸出分別為（7-5）乘法器的輸出為（7-6）式中是壓控振蕩

26、器輸出信號與輸入已調信號載波之間的相位誤差。當較小時，式（7-6）可以近似地表示為（7-7）式（7-7）中的大小與相位誤差成正比，因此，它就相當于一個鑒相器的輸出。用去調整壓控振蕩器輸出信號的相位，最后就可以使穩態相位誤差減小到很小的數值。這樣壓控振蕩器的輸出就是所需要提取的載波。1.6 擴展通信的主要特點由于擴頻通信能大大擴展信號的頻譜，發端用擴頻碼序列進行擴頻調制，以及在收端用相關解調技術，使其具有許多窄帶通信難于替代的優良性能，能在“軍轉民”后，迅速推廣到各種公用和專用通信網絡之中，主要有以下幾項特點：² 易于重復使用頻率，提高了無線頻譜利用率² 抗干擾性強，誤碼率低

27、² 隱蔽性好，對各種窄帶通信系統的干擾很小² 可以實現碼分多址 ² 抗多徑干擾² 能精確地定時和測距² 適合數字話音和數據傳輸，以及開展多種通信業務² 安裝簡便，易于維護2 基于IEEE80211的無線局域網直序擴頻系統21 IEEE802.11標準IEEE802.11是美國電機電子工程師協會（IEEE）為解決無線網路設備互連，于1997年6月制定發布的無線局域網標準。 802.11是IEEE制訂的第一個無線局域網標準，主要用于解決辦公室局域網和校園網中用戶與用戶終端的無線接入，業務主要限于數據訪問，速率最高只能達到2Mbit/s。由

28、于它在速率和傳輸距離上都不能滿足人們的需要，因此，IEEE小組又相繼推出了802.11b和802.11a兩個新標準，前者已經成為目前的主流標準，而后者也被很多廠商看好。802.11a標準的傳輸優點是傳輸速度快，速度可達54Mbps，完全能滿足語音、數據、圖像等業務的需要。缺點是無法與802.11b兼容。802.11b 目前最流行的WLAN協議，使用2.4G赫茲頻段。 最高速率11Mbps，實際使用速率根據距離和信號強度可變 （150米內1-2Mbps，50米內可達到11Mbps） 802.11b的較低速率使得無線數據網的使用成本能夠被大眾接受（目前接入節點 的成本僅為10-30美元）。 另外，

29、通過統一的認證機構認證所有廠商的產品，802.11b設備之間的兼容性得到了保證。兼容性促進了競爭和用戶接受程度。 22 WLAN系統簡介 無線局域網是采用無線傳輸媒介的計算機局部網絡,是計算機網絡與無線通信技術相結合的產物. 無線局域網利用無線多址信道的一種有效方法來支持計算機之間的通信,并為通信的移動化、個性化和多媒體應用提供了可能. 無線局域網的數據傳輸速率已達到11 Mbp s ,傳輸距離可遠至20 km 以上.它是對有線聯網方式的一種補充和擴展,能快速方便地解決使用有線方式不易實現的網絡聯通問題.該系統是一個用于無線局域網WLAN(Wireless Local Area Network

30、)通信的直序擴顧系統，電路中部分參數參考了IKEK 80211標準。為了對實際的發射、接收設備以及信號進行仿真，在對射頻的放大器、衰減器、混頻器等仿真時，利用了射頻模擬庫的圖標。射頻模擬庫的放大器、衰減器等圖標與算子庫或其它基本庫小類似的國標相比，在參數設置上突出對射頻電路的仿真增加了如噪聲系數或噪聲特性、1dB壓縮點、干擾特性等參數，更加適用于對真實射頻電路的仿真。四、實驗思想本系統是采用參考信號直接序列擴頻的實際例子，它實現了UHF頻段（UHF全名為特高頻無線電波，頻率范圍3003000MHz的）的帶有參考信號的直接序列擴頻系統，而利用SystemView軟件進行了仿真。該系統是一個用于無

31、線局域網WLAN通信的直序擴頻系統，電路中部分參數參考了IEEE 802.11標準。本系統應包含6個子系統：差分編碼子系統、調制器和發射機子系統、一次變頻子系統（高頻到中頻）、二次變頻子系統（解擴子系統）、Costas環子系統、差分譯碼子系統。解擴的位同步采用發射參考信號法可以簡化接收機端的碼同步電路，參考法接收機的工作過程完全和使用本地參考信號的其它接收機一樣。它不需要PN碼序列發生器、碼捕獲、同步和跟蹤電路，及任何與碼相關的電路，但是由于參考信號和調制信號必須進行相同的處理，無形之間增加了系統的復雜程度，在實際應用中，應該根據實際情況進行選擇。原理框圖如下：數據源經過基帶編碼器處理后,系統

32、使用由M 序列發生器所產生的偽隨機碼對信息比特進行模2 相加得到擴頻序列,然后用這個擴頻序列對載波進行調制, 已調信號經過中心頻率在130 Mb/ s 的聲表面波帶通濾波器, 參考信號經過中心頻率在100 Mb/ s 的聲表面波帶通濾波器,以抑制帶外干擾. 然后,將信號變頻到220Mb/ s 的射頻載波上. 兩路信號變頻到射頻后,分別放大并經過發送濾波器疊加由天線發送到空中. 直擴系統的接收一般采用相關接收,并分成解擴和解調兩步. 在接收端,接收信號經過壓控振蕩器放大混頻后,用與發射端相同且同步的由M 序列發生器產生的偽隨機碼對中頻信號進行相關解擴,把擴頻信號恢復成窄帶信號,然后再進行BPSK

33、 解調,最后恢復出原始信息序列. 系統中的電路參考了IEEE.802. 11 標準. 該WLAN 擴頻系統可以工作在010dB 信號損耗的環境中. 系統數據的碼速率為1Mb/ s ,偽隨機碼速率為11 Mb/ s ,因此系統的帶寬約為11Mb/ s. 為了簡化接收機的組成,將擴頻碼經PSK 調制后,同時發送作為解調參考信號的方法進行偽碼同步. 被調制的信息信號與參考信號同時在信道的不同頻段傳輸,其中心頻率間隔為30 Mb/ s ,互相之間干擾很少;另外也降低了頻帶的利用率. 在接收端,天線收到的信號首先經過帶通濾波器濾出有用信號,抑制帶外干擾,然后與220 MHz 的本地信號混頻成為中頻信號.

34、 用中心頻率分別為130MHz 和100 MHz 的兩個帶通濾波器,分別提取中頻信號和中頻參考信號. 兩路信號分別經過各自的限帶放大,再送到乘法器完成解擴. 乘法器的輸出信號先經過中心頻率為30 MHz 的帶通濾波器,濾出有用信號,最后用一個Costas 環完成PSK 信號的解調,提取原始信息數據.五、詳細設計1.1WLAN系統系統通過差分編碼、擴頻、PSK調制、射頻、有損傳輸、變頻、解擴、解調、差分譯碼等過程，模擬了無線局域網的傳輸過程，并通過SystemView軟件進行了仿真，檢驗其性能。系統的組成原理框圖如圖發射機：PN序列產生信號先經過差分編碼，分參考信號和調制信號兩路進行傳輸，調制信

35、號與擴頻碼進行異或擴頻，然后分別對兩路信號進行PSK調制，再利用頻分復用對兩路信號在不同中頻段信道中傳輸。有損信道：加入傳輸損耗以及熱噪聲，模擬現實系統中的傳輸。接收端：首先經過射頻到中頻變換子系統，然后經過解擴子系統，對調制信號進行解擴；接著經過Costas環對信息解調；最后通過差分編碼譯碼器進行差分譯碼，得到原始信號。 電路圖如下：該WLAN擴頻通信系統可以工作在o一108dB信道損耗的環境中。系統信息數據的碼速率為1Mbs偽隨機擴頻碼速率為11Mbs，基帶系統的帶寬約為11 MHZ。為了簡化接收機的組成，將擴頻碼經PSK調制后，同時發送作為解調參考信號。被調制的信息信號與參考信號同時在信

36、道的不同頻段中傳輸，其中心頻率間隔為30 MHz，互相之間干擾很少；但另一方面，這樣降低了頻帶的利用率。 碼速率為11Mb/s的擴頻偽隨機序列與碼速率為1Mbs的待傳送信息數據經異或運算完成擴頻調制后，再經過一個低通濾波器以限制基帶信號的帶寬。為了發送解擴所需的參考信號，該偽隨機序列也經過同樣的低通濾波器。用130MHz中頻信號對含信息的擴頻信號和偽碼序列進行P5K調制。用100MHz中頻信號對參考信號進行P5K調制。調制后，已調信號經過中心頻率為130 MHz的聲表面波帶通濾波器，參考信號經過中心頻率為100 MHz的聲表面波帶通濾波器，以抑制帶外干擾。然后，將信號變頻到220 MHZ的射頻

37、載波上。兩個載波頻率相差30 MH z。原系統本振頻率分別為2162GH z和2132GH z，為了提高仿真效率，將其降低為220 MH z。兩路信號變頻到射頻后，分別放大并經過中心頻率分別為350 MHz和320 MH z的發送濾波器，疊加后內天線發送。信道噪聲，產生相當于電阻為50歐、濕度為300 K的熱噪聲。 信號經過信道衰減到達接收端。在接收端，天線收到的信號首先經過中心頻率為355MH2的帶通濾波器濾出有用信號，抑制帶外干擾，然后與220 MHz的本地信號混頻成為中頻信號。用中心頻率分別為130 MHz和100 MHz的兩個帶通濾波器，分別提取中頻信息信號(中心頻率為130 MHz)

38、和中頻參考信號(中心頻率為100 MHz)。兩路信號分別經各自的限幅放大，再送到乘法器，完成解擴。乘法器的輸出信號先經過中心頻率為30 MH z的帶通濾波器，濾出有用信號，最后，用一個costas環完成PsK信號的解調，提取信息數據。并且進行差分譯碼。仿真電路主要由4 個子系統及其相關圖標組成. 4 個子系統分別為1 個發射機(圖標73)和3 級接收機(圖標86 ,105和124) . 圖標73 是調制和發射子系統,其輸出信號為發射機發送的發射信號.圖標0 為衰減器,它代表了信號在傳輸過程中的信道衰減. 圖標1 為熱噪聲,代表信道噪聲,產生相當于電阻為50 ,溫度為300 K的熱噪聲. 圖標8

39、6 ,105和124分別為接收端的3 級接收機. 其中第一級接收機子系統圖標86 為射頻到中頻的變頻器. 變頻到中頻后,進入第2 級接收機子系統圖標105. 首先經過帶通濾波器濾出信息信號及參考信號,然后兩路信號分別經過限幅放大后相乘,完成解擴. 最后在第3 級接收子系統圖標125 中完成信息解調. 在系統仿真過程中,所有的濾波器、放大器都參考了相關的IEEE802. 11 標準. 其中系統時鐘中設置采樣頻率為1. 024 GHz ,采樣點數為16 384 個.衰減器Attn-Fxd（圖標0）1.增益損耗（3db）2.噪聲開關固定增益損耗的增益衰減器熱噪聲Thermal（圖標1）1.阻抗（50

40、歐姆）2.溫度（300K）抽樣器壓縮Decimate（圖標3）1.抽樣系數（32）延遲Smpl Dly（圖標4）1.延遲類型2.延遲時間（1.3e-6Hz）增益Gain（圖標5）1. 單位選擇2. 增益（2.5）對輸入信號進行放大分析Analysis（圖標6.7.8）1.2WLAN系統子系統1.2 調制器和發射機子系統1.2.1發射機子系統圖標9和10均為偽隨機序列產生器。圖標10產生的偽隨機序列的碼速率為I Mbs作為整個系統的信號源(即待發送的信息數據)；而圖標9產生的偽隨機序列的碼速率為11 Mbs，作為系統的擴頻序列。待發送數據與擴頻序列由圖標11進行異或運算，完成擴頻調制。系統發送的

41、信號有兩路：上面一路經圖標12、18等組成的信號通路是系統發送的參考信號，在接收端解擴時使用；下面一路經圖標13、26等圖標組成的信號通路，是系統發送的包含信息的信號。在系統仿真的時間參數設置下，在11Mbs的PN碼的功率譜中，旁瓣比主瓣低大約13dB左右。為了限制發送信號的帶寬(即主旁瓣比)以便于發射，參考有關標準，旁瓣應比主瓣低大約30 dB。因此，兩路信號均經過低通濾波器圖標12、13進行濾波。濾波器采用截止頻率為77MHz、極點數為5的Butterworth濾波器，它可以使旁瓣降低到比主瓣低36dB左右。系統后續各種濾波器和放大器的非線性將使該值上升到30 dB左右，滿足系統的要求。濾

42、波后，兩路信號分別與圖標15產生的100 MH 2的兩路正交中頻載波信號在調制器子系統圖標16和22中完成中頻PsK調制。上和下兩條信號通路中的圖標17和31、34和35的參數設置分別相同，各自仿真兩個SAw濾波器。濾波器采用中心頻率為130 MH z和100 MH z的FIR濾波器。一般SAw濾波器的衰減為20 dB。Systemview中FIR濾波器本身的衰減約為10 dB，為了仿真真實sAw濾波器的衰減和噪聲，在濾波器前加上了一個10 dB的衰減器。在后面將會看到，這種在濾波器前面加上衰減器的模式在本系統中使用很多。濾波器后面的衰減器圖標34和35都是為了將該濾波器的輸出控制在18dBm

43、左右。子系統圖標39和47分別為中頻到射頻的變頻子系統。兩路信號分別變頻到不同的射頻頻率上。載波發生器圖標53均產生幅度為2V的正弦信號，發送信號的本振頻率為220 MHz，兩路信號在不同的頻帶中同時傳輸。根據前面射頻頻率的不同，上下兩條通路濾波器的中心頻率分別為320 MHz和350 MHz。此處采用的是線性相移的LIR型濾波器，對應于圖中的LC濾波器。一般LC濾波器衰減較小，故在該濾波器前面的衰減器圖標54、55僅衰減3dB。濾波器后到發射端之間分別是前級功率放大(分別由圖標56、58、60和圖標57、59、61組成)和末級功率放大(分別由圖標62、64、66和圖標63、65、67組成)。

44、一般功率放大器都是諧振功放，因此，在每個放大器后都有各自對應的帶通濾波器其帶寬分別與混頻器后的帶通濾波器相同。上下兩路信號出圖標70進行疊加，作為發射機的輸出信號，由輸出端口圖標72從本子系統輸出。為隨機序列PN Sep（圖標9.10）1.幅度（250e-3Hz）2.頻率（圖標9：11e+6Hz 圖標10：1e+6Hz）3.電平數（2）4.偏置5.相位產生一個按設定頻率、由不同電平幅度脈沖組成的偽隨機序列（PN）信號邏輯異或Xor（圖標11）1.門限2.True值（250e-3Hz）3.False值（-250e-3Hz）對所有輸入的信號作邏輯異或運算低通濾波器（圖標12.13）1.Low Cu

45、ttoff（7.7e+6HZ）衰減器Attn-Fxd（圖標17.31.34.35.54.55.60.61.66.67）1.增益損耗（圖標17.31：10db圖標17.31：10db圖標34.35：8db圖標54.55：5db 圖標60.61.66.67：2db） 2.噪聲開關固定增益損耗的增益衰減器帶通濾波器（圖標32.33）1.Rel Frep（圖標32：124.7Hz圖標33：94.7Hz）2. Rel Frep（圖標32：136.8Hz圖標33：106.8Hz）帶通濾波器（圖標56.57.62.63.68.69）1.Low Cuttoff（圖標56.62.68：338e+6HZ圖標57.

46、63.69：308e+6HZ）2.Hi Cuttoff（圖標56.62.68：362e+6HZ圖標57.63.69：332e+6HZ）正弦波（圖標14.53.126）1.幅度（2V）2.頻率（圖標14：100e+6 圖標53:220e+6 圖標126：130e+6）產生一個正弦波：y（t）=Asin（2fct+）固定增益放大器（圖標58.59）1.固定增益（13dB ）2. IP2（27.5dBm）3. IP3（17.5dBm）4. IP4（100dBm）5.Out P1dB（7.5dBm）6.噪聲系數（8）包含非線性特性，可以根據要求自定義噪聲特性及輸出特性IP2/IP3/IP4的可變增益射

47、頻放大器固定增益放大器（圖標64.65）1.固定增益（27dB ）2. IP2（44.5dBm）3. IP3（34.5dBm）4. IP4（100dBm）5.Out P1dB（24.5dBm）6.噪聲系數（8）1.2.2調制器子系統它主要包括一個固定增益放大器和一個乘法器。固定增益放大器（圖標15）1.固定增益（-3dB ）2. IP2（27dBm）3. IP3（17dBm）4. IP4（100dBm）5.Out P1dB（7dBm）6.噪聲系數（11）包含非線性特性，可以根據要求自定義噪聲特性及輸出特性IP2/IP3/IP4的可變增益射頻放大器乘法器（圖標16）對所有輸入的信號作邏輯異或運算

48、（二進制）1.3接收機部分包括3個子系統，每個子系統完成一次頻率變換。1.3.1射頻到中頻變換子系統第1級接收機子系統,信號經天線接收后，首先經過帶通濾波器，帶通濾波器的中心頻率為335MHz，等于發射機兩個射頻頻率的中間值，帶寬則等于從較低射頻信號的下邊帶頻率到較高射頻頻率信號的上邊帶頻率之間的頻帶寬度，約為54MHz。其后分別是兩個衰減器和放大器。前級衰減器圖標77的衰減為12dB。其后是固定增益放大器圖標78，其增益為13dB，1dB壓縮為3dBm噪聲系數為19dB。第2級衰減器圖標79的衰減為5dB。其后的固定增益放大器圖標80的增益為156dB，1dB壓縮為55dBln，噪聲系數為3

49、8dB。隨后，經過一個帶通濾波器圖標82，進入混頻器。濾波器前也有3dB的衰減圖標81。混頻器的本振頻率為220 MHz。衰減器Attn-Fxd（圖標75.77.79.81）1.增益損耗（圖標75：2db圖標77：1.2db圖標79：5db圖標81：3db ） 2.噪聲開關固定增益損耗的增益衰減器帶通濾波器（圖標76.82）1.Low Cuttoff（308e+6HZ）2.Hi Cuttoff（362e+6HZ）固定增益放大器（圖標78.81）1.固定增益（13dB，15.6dB ）2.IP2（23dBm，25.5 dBm）3.IP3（13dBm，15.5 dBm）4. IP4（100dBm）

50、5.Out P1dB（3dBm，5.5 dBm）6.噪聲系數（1.9dB，3.8 dB）包含非線性特性，可以根據要求自定義噪聲特性及輸出特性IP2/IP3/IP4的可變增益射頻放大器正弦波（圖標14.53.126）1.幅度（2V）2.頻率（220e+6）3.相位產生一個正弦波：y（t）=Asin（2fct+）有源混頻器（圖標84）1.LO Min Pwr（-6dBm）2.IP3（-2dBm） 3.變頻增益（3dB）4.隔離度（30dBc）5.直流偏置6.噪聲系數（12dB）有源雙平衡混頻器，所有三個端口都工作在標準的50歐姆1.2.3 解擴子系統第2級接收機子系統是解擴部分。其內部仿真電路圖。

51、信號進入子系統后首先經過功率分配器圖標88分成功率和相位均相同的兩路，然后分別進入兩個FIR濾波器其中心頻率分別為100 MHz和130 MHz，帶寬略大于發送端濾波器的帶寬，此處的濾波器是對sAw濾波器的仿真，因此，在濾波器的前面同樣加了10 dB的衰減器。上、下兩路信號從濾波器輸出后，分別由圖標93和94將采樣頻率降低為原來的1/2。這樣，可以使仿真和繪圖的速度提高，從而提高仿真效率。因為同樣理由，在本子系統的輸出端前面有一個降低采樣頻率的圖標102。圖標95和96代表了限幅放大器，其增益均為45dB，1dB壓縮點為一5dBm，噪聲系數為9dB。一般限幅放大器的增益較高，大約為45dB因此

52、，在其后的濾波器圖標97和98前無衰減器。兩個濾波器為線性相移的FIR型濾波器，中心頻率分別為130 MH z和100 MHz。兩路信號經固定增益放大器圖標99和100放大后，在混頻器圖標101中進行混頻，即完成解擴。混頻輸出經過中心頻率為30 MHz的帶通濾波器。雙路功分器（圖標88）1.額外損耗（500e-3）2.噪聲開關將信號平均分成兩路同相輸出，并產生3dB的理論插入損耗，可以定義額外的損耗和噪聲衰減器Attn-Fxd（圖標89.90.102）1.增益損耗（圖標89.90：10db圖標102：2db）2.噪聲開關固定增益損耗的增益衰減器帶通濾波器（圖標91.92）1.Rel Frep（

53、圖標91：124.7Hz圖標92：94.7Hz）2. Rel Frep（圖標91：136.8Hz圖標92：106.8Hz）抽樣器壓縮（圖標93.94）1.抽樣系數（2）帶通濾波器（圖標97.98.103）1.Low Cuttoff（118e+6HZ，88 e+6HZ，29 e+6HZ）2.Hi Cuttoff（142e+6HZ，112 e+6HZ，31 e+6HZ）有源混頻器（圖標101）1.LO Min Pwr（-6dBm）2.IP3（6dBm） 3.變頻增益（11dB）4.隔離度（30dBc）5.直流偏置6.噪聲系數（11dB）有源雙平衡混頻器，所有三個端口都工作在標準的50歐姆固定增益放大器（圖標78.81）1.固定增益（45dB ）2.IP2（15 dBm）3.IP3（5dBm）4. IP4（100dBm）5.Out P1dB（-5dBm）6.噪聲系數（9dB）包含非線性特性，可以根據要求自定義噪聲特性及輸出特性IP2/IP3/IP4的可變增益射頻放大器1.2.4 信息解調子系統 第3級接收機子系統是完成最后信息解調的costas環，其內部仿真電路圖如圖。信號進入該子系統后，同樣先經功率分配器圖標107分成I、Q兩路。圖標109、111、119、110、112以及圖標120、121、123、108組成一個載波提取Costas環。壓控振蕩器由調頻器圖標108仿