1、會計學1傳輸線匹配傳輸線匹配(ppi)與反射與反射第一頁，共97頁。化，則一部分信號將被反射，另一部分發生失真(sh zhn)并繼續傳播，這正是單一網絡中多數信號完整性問題產生的主要原因。反射和失真(sh zhn)使信號質量下降，看起來就像是振鈴。引起信號電平下降的下沖可能會超過噪聲容限，造成誤觸發。下圖表示短傳輸線末端由瞬態阻抗突變造成的反射噪聲。2第1頁/共96頁第二頁，共97頁。能發生在線末端，或者是互連線拓撲結構發生改變的地方，如拐角、過孔、T型結構、接插件等處。因此設計互連線的目的就是盡可能保持信號受到的阻抗(zkng)恒定。首先要保持互連線的特性阻抗(zkng)恒定。因此，制造阻抗

2、(zkng)可控電路板變得越來越重要。減小樁線（stub）長度、使用菊花鏈代替分支結構、使用真正的點對點拓撲結構等設計技巧，都是為了保持瞬態阻抗(zkng)恒定。其次改進拓撲結構設計并增加分立電阻元件應對阻抗(zkng)的突變，從而保證信號受到的瞬態阻抗(zkng)恒定。3第2頁/共96頁第三頁，共97頁。號將沿著與原傳播方向相反的方向反射，而另一部分將繼續傳播，但幅度有所改變。將瞬態阻抗發生改變的地方稱為阻抗突變(tbin)，或簡稱突變(tbin)。反射信號的量值由瞬態阻抗的變化量決定，如圖所示。如果第一個區域瞬態阻抗是Z1，第二個區域是Z2，則反射信號與入射信號幅值之比為（后面證明）：42

3、121reflectedincidentVZZVZZVreflected表示反射(fnsh)電壓；Vincident表示入射電壓；Z1表示信號最初所在區域1的瞬態阻抗；Z2表示信號進入區域2時的瞬態阻抗；表示反射(fnsh)系數；第3頁/共96頁第四頁，共97頁。的瞬態阻抗為50W，當它進入特性阻抗為75W的區域時，反射(fnsh)系數為：，反射(fnsh)電壓為。信號沿傳輸線傳播時遇到阻抗突變，在突變處將產生另一個波。該波將疊加在第1個波上，向源端傳播，其幅度等于入射電壓的幅度乘以反射(fnsh)系數。反射(fnsh)系數描述了反射(fnsh)回源端的那部分電壓。傳輸系數描述了通過交界面進入

4、第二區域的部分入射電壓。5第4頁/共96頁第五頁，共97頁。路板設計中的要注意四點：使用可控阻抗互連線；傳輸線兩端至少有一端需要匹配；采用使多分支產生的影響(yngxing)最小化的布線拓撲結構；使幾何結構的不連續（突變）最小化。6第5頁/共96頁第六頁，共97頁。滿滿足足兩兩個個重重要要的的邊邊界界條條件！件！在在突突變變交交界界面面處，處，無無論論是是從從區區域域1還還是是從從區區域域2看看過過去，去，交交界界面面兩兩側側的的電電壓壓和和電電流流都都必必須須是是相相同同的。的。邊邊界界處處不不可可能能(knng)出出現現電電壓壓不不連連續，續，否否則則此此處處會會有有一一個個無無限限大大電

5、電場；場；也也不不可可能能(knng)出出現現電電流流不不連連續，續，否否則則會會有有一一個個無無限限大大的的磁磁場。場。7第6頁/共96頁第七頁，共97頁。=V2，I1=I2。而I1=V1/Z1，I2=V2/Z2，同時成立，顯然，當兩個區域的阻抗不同時，這些關系式絕不可能(knng)同時成立。n為了使整個系統協調穩定，區域1中產生了一個反射回源端的電壓。它的唯一目的就是吸收入射信號和傳輸信號之間不匹配的電壓和電流，如圖所示。8入射信號(xnho)穿越分界面時，產生了反射電壓和電流，從而使分界面兩側的電壓和電流回路相匹配。第7頁/共96頁第八頁，共97頁。un sh)信號Vtrans向遠離分界

6、面的方向傳播。分界面兩側電壓相同的條件：n在區域1，分界處總電流由入射電流和反射電流決定，它們傳播方向相反。區域1分界面處凈電流為Iinc-Irefl。n在區域2中，電流等于Itrans。分別從分界面兩側看進去，電流相同的條件是：9transreflincVVVtransreflincIII第8頁/共96頁第九頁，共97頁。10112,incincreflrefltranstransVIZVIZVIZ代入電流(dinli)表達式中得：112112()increfltransincreflincreflVZVZVZVZVZVVZ即：121212121212ZZZZVVZZZZVZZZZVincr

7、eflreflinc這就是反射系數的定義這就是反射系數的定義！第9頁/共96頁第十頁，共97頁。線的終端為開路，即末端的瞬態阻抗是無窮大。這時反射系數為1：(無窮-50)/(無窮+50)=1。即在開路端將產生與入射波大小相同(xintn)、方向相反、返回源端的反射波。在傳輸線的末端（開路端的總電壓），將是兩個波的疊加。一個是幅度為1V的信號向開路端傳播，同時另一個也是1V信號，但它向相反的方向傳播。因此開路端的電壓為2V。見下圖。11第10頁/共96頁第十一頁，共97頁。12如果(rgu)區域2是開路，則反射系數為1。此時開路處有兩個方向相反的波相疊加。第11頁/共96頁第十二頁，共97頁。路

8、，即末端阻抗為0。反射系數為-1：(0-50)/(0+50)=-1。1V入射信號到達遠端時，產生(chnshng)-1V反射信號向源端傳播。短路突變處測得的電壓為入射電壓與反射電壓之和，即0V。13第12頁/共96頁第十三頁，共97頁。傳傳輸輸線線的的特特性性阻阻抗抗相相匹匹配。配。如如果果傳傳輸輸線線的的末末端端連連接接50W電電阻，阻，則則反反射射系系數數為為0，此此時時不不會會存存在在反反射射電電壓，壓，50W電電阻阻兩兩端端(lindun)的的電電壓壓就就僅僅是是入入射射信信號。號。14第13頁/共96頁第十四頁，共97頁。受到的瞬態阻抗在0到無窮大之間，這樣，反射系數在-1到+1之間

9、。下圖給出了50W傳輸線的終端電阻與反射系數之間的關系。15信號從50W的區域(qy)1到區域(qy)2各種阻抗時的反射系數。第14頁/共96頁第十五頁，共97頁。反射電壓也是負電壓。該負電壓行波將返回(fnhu)源端。這時電阻（負載）兩端的電壓總是小于入射電壓。161V入射信號，終端電壓(diny)值。為入射波與反射波之和。第15頁/共96頁第十六頁，共97頁。假假設設源源端端不不匹匹配配（如如傳傳輸輸線線特特性性阻阻抗抗為為50W ，源源內內阻阻為為10W），而而終終端端匹匹配配（終終端端負負載載為為50W）。此此時，時，因因為為傳傳輸輸線線上上電電壓壓分分壓壓的的關關系，系，終終端端實實

10、際際電電壓壓反反而而不不到到1V（）（）。另另外，外，終終端端常常常常給給定定的，的，或或者者是是要要求求高高阻阻負負載，載，不不易易匹匹配。配。相相反，反，對對于于1V的的信信號號源，源，當當源源端端單單端端匹匹配配（50W），而而終終端端開開路路時，時，傳傳輸輸線線分分壓壓所所得得的，的，在在終終端端疊疊加加成成1V。當當反反射射波波返返回回源源端端時時即即被被吸吸收，收，不不再再形形成成振振鈴。鈴。因因此，此，終終端端波波形形(b xn)為為1V的的階階躍躍函函數。數。17第16頁/共96頁第十七頁，共97頁。件等效電路模型為理想電壓源與內阻串聯，如圖所示。當它驅動一個高阻抗時，可以得到

11、(d do)源輸出電壓。如果在輸出端串聯一個Rt=10W的小電阻，測量該電阻電壓Vt，可以計算出驅動器內阻Rs。18接有終端電阻(dinz)的輸出驅動器簡單模型。1totsVVRRRs表示驅動器內阻；Rt表示輸出端連接的終端電阻；Vo表示驅動器的開路輸出電壓；Vt表示終端電阻兩端的電壓。第17頁/共96頁第十八頁，共97頁。為連接的10W電阻兩端電壓為。由上式可以(ky)計算出內阻：10。19驅動器分別連接電阻10kW和10W時的輸出電壓。由這兩個電壓計算(j sun)驅動器內阻。第18頁/共96頁第十九頁，共97頁。源電壓、內阻和傳輸線阻抗組成分壓器決定的。如果已知傳輸線的時延TD、信號所通

12、過各區域的阻抗和驅動器的初始電壓，就可以計算(j sun)出每個交界面的反射，也可以預測出任意一點的實時電壓。例如，源電壓是1V，內阻是10W，則實際進入時延為1ns的50W傳輸線的電壓是，這個信號就是沿傳輸線傳播的初始入射電壓。20第19頁/共96頁第二十頁，共97頁。端的總電壓為兩個波之和，即0.84V+0.84V=。再過1ns，反射波到達源端，再次遇到阻抗突變（內阻(ni z)為10W）。源端的反射系數是，這時將有0.84V(-0.67)=反射回線遠端。接著，這個新產生的波又會從遠端反射回源端，即電壓將被反射回來。這時線遠端開路處將同時測得四個波：從一次行波中得到，從二次反射中得到的，故

13、總電壓為。21第20頁/共96頁第二十一頁，共97頁。電壓(diny)是。在遠端總電壓(diny)0.56V+0.37V2=，如此下去，反射可以用反彈圖或網格圖來表示，如圖所示。22利用反彈圖或網格圖分析多次反射(fnsh)和遠端接收器的時變電壓。第21頁/共96頁第二十二頁，共97頁。xin)的是負反射，這將引起通常所說的振鈴現象。下圖給出了上例中，當信號上升時間遠小于傳輸線的時延時，傳輸線遠端的電壓波形。這是考慮了所有的多次反射和阻抗突變的情況下，用SPICE仿真器來預測遠端的波形。23利用網格圖仿真傳輸線遠端的電壓(diny)。用SPICE仿真得到。第22頁/共96頁第二十三頁，共97頁

14、。一，遠端的電壓最終逼近源電壓1V，因為該電路是開路的。所以，這是一個必然的結果，即源電壓最終是加在開路上。第二，開路處的實際電壓有時大于源電壓。源電壓僅1V，然而遠端測得的最大電壓是。24第23頁/共96頁第二十四頁，共97頁。25內阻內阻(ni z)10W驅動器，特性阻抗驅動器，特性阻抗50W傳輸線，傳輸線，SPICE仿真中可能出現的情況。仿真中可能出現的情況。上圖是信號上升時間不同時遠端電壓；下圖是串聯的源端電阻不同時遠端電壓。上圖是信號上升時間不同時遠端電壓；下圖是串聯的源端電阻不同時遠端電壓。第24頁/共96頁第二十五頁，共97頁。終端阻抗可以有很多種不同的組合(zh)方式，每一種都

15、可以仿真。上圖分別給出了信號上升時間從上升到和源端端接阻抗從0W至90W范圍變化時，遠端信號波形的變化。無論是使用SPICE電路仿真器還是行為級仿真器，都可以在考慮傳輸線所有特性的情況下對任意傳輸線電路的性能進行仿真。26第25頁/共96頁第二十六頁，共97頁。flectometry )時域反射(fnsh)測量TDR能夠發射邊沿快速上升的階躍信號，上升邊沿一般為35ps到150ps，然后測量反射(fnsh)的瞬態幅度，利用反射(fnsh)電壓得到被測器件的阻抗。可以認為TDR是一個快速階躍信號發生器和高速采樣示波器。27第26頁/共96頁第二十七頁，共97頁。28TDR內部結構圖：一個高速脈沖

16、發生器產生快速上升的電壓(diny)脈沖，該脈沖流經精確的50W電阻，該電阻串聯一個很短的50W同軸電纜，最后接到前面板的SMA端上。待測器件(DUT Device Under Test )則插在該SMA上。然后用高速采樣示波器測得內部總電壓(diny)并顯示。第27頁/共96頁第二十八頁，共97頁。該電阻是測試點，高速采樣放大器測該點電壓值。一根短同軸電纜，連接到前面板SMA插頭上。DUT就插在該SMA插頭上。信號從源端注入DUT，在采樣點處探測反射信號。測試點處有兩個電阻，第一個電阻是內部校準電阻，第二個是TDR內部的傳輸線。在測試點，測得的電壓為:400mV50W/(50W+50W)=2

17、00mV，并在高速采樣示波器中顯示出來。信號繼續(jx)沿內部同軸電纜到達DUT 。29第28頁/共96頁第二十九頁，共97頁。此處沒有反射信號(xnho)，所以采樣點處僅有的電壓為前向波，其電壓恒定為200mV。如果DUT為開路，DUT處的反射電壓為200mV。經過很短的時間后，該200mV反射信號(xnho)返回到采樣點，此時測量并顯示的是200mV入射電壓與200mV反射電壓之和，即400mV。如果DUT為短路，DUT處的反射電壓為-200mV。經過很短的時間后，該-200mV反射信號(xnho)返回到采樣點，此時測量并顯示的是200mV入射電壓與-200mV反射電壓之和，即0V。30第

18、29頁/共96頁第三十頁，共97頁。31當DUT開路(kil)和短路時測得的TDR相應。第30頁/共96頁第三十一頁，共97頁。各種互連所產生的反射電壓，以及信號沿互連線傳播的過程(guchng)中，在所有突變處產生反射時，該電壓隨時間的變化情況。當需要了解自身沒有電壓源的無源互連線特性時，TDR是最合適的測量儀器。在測量有源電路的實際電壓時，帶高阻抗探針的高速示波器則是最合適的工具。32第31頁/共96頁第三十二頁，共97頁。態阻抗發生改變(gibin)的區域，那么新的反射電壓就會產生，此電壓將返回內部測試點處并顯示出來。入射信號沿著互連線傳播，同時反射信號沿著互連線返回到測試點，所以從顯示

19、器上看到的時延正好是任意突變點的往返時延。例如，如果DUT是均勻的4in長、50W的傳輸線，因為它通常不是精確的50W。這樣，最初在DUT的入口處會有一個很小的反射電壓，而當入射信號到達遠端開路處時，就會有一個較大的反射信號返回測試點。33第32頁/共96頁第三十三頁，共97頁。在傳輸線DUT的兩端(lindun)就會發生多次反射。TDR顯示的是所有返回內部測試點的信號的疊加。下圖給出了末端開路時，TDR對50W傳輸線DUT和15W傳輸線DUT的響應情況。34左圖時基200ps/div，右圖時基5ns/div第33頁/共96頁第三十四頁，共97頁。抗互連線，信號在下列非故意情況時仍然(rngr

20、n)會遇到阻抗的突變：線的末端；封裝引線；輸入門電容；信號層間的過孔；拐角；樁線（stub）；分支；測試焊盤；返回路徑上的間隙；過孔區域中的頸狀；線交叉。35第34頁/共96頁第三十五頁，共97頁。想電容；理想電感。下圖給出了線兩端或中間可能的等效電路模型。突變引起的信號失真程度受兩個最重要參數的影響：信號的上升時間（內因）和阻抗突變的大小（外因）。電感和電容的瞬態阻抗與電流(dinli)、電壓的瞬時變化率有關，因此反射系數隨信號上升時間不同而不同。反射電壓值與信號上升時間有關。36第35頁/共96頁第三十六頁，共97頁。37用傳輸線電路來示例三種特殊阻抗突變的情況：短傳輸線的串聯(chunl

21、in)和并聯、并聯電容、串聯(chunlin)電感。第36頁/共96頁第三十七頁，共97頁。聲是可以接受的，多大的噪聲是過量的呢？這很大程度(chngd)上取決于噪聲預算和每個噪聲源會分配多大的噪聲電壓。只有把產生突變的物理結構轉換成相應的電路模型并進行仿真，才能充分明白這些因素以及阻抗突變所產生的影響，而經驗法則只能在問題產生時提供工程預見和大致策略。38第37頁/共96頁第三十八頁，共97頁。控制在電壓擺幅的10%之內。對于信號，反射噪聲應該被控制在330mV之內。某些噪聲預算可能更加保守，反射噪聲僅分配了5%。一般來說，噪聲預算要求越嚴，解決方案就越昂貴(nggu)。通常，只關心那些接近

22、或超過信號擺幅10%的噪聲。39第38頁/共96頁第三十九頁，共97頁。40在遠端開路(kil)時的100MHz時鐘波形。時延超過上升時間20%時，振鈴可能引起問題。第39頁/共96頁第四十頁，共97頁。它們每（即往返時間）完成一個來回振蕩。如果時延遠小于上升時間，那么多次反射將被掩蓋在上升沿中，不會引起問題。但如果時延超過上升時間的20%，振鈴就開始有明顯的效果。當傳輸線時延大于信號上升時間20%時，就要開始考慮由于導線沒有終端端接而產生的振鈴噪聲。如果傳輸線時延小于信號上升時間20%時，振鈴噪聲可以(ky)忽略，傳輸線不需要終端端接（即線較短時）。41第40頁/共96頁第四十一頁，共97頁

23、。ns20%=0.2ns ，在FR4中，信號傳播速度大約為6in/ns，所以(suy)沒有終端端接的傳輸線的最大長度約為。所以(suy)為了避免反射，沒有終端端接時的傳輸線的最大長度大約為：42RTLenmaxLenmax表示沒有終端(zhn dun)端接的傳輸線最大長度，單位為in；RT表示信號上升時間，單位為ns。第41頁/共96頁第四十二頁，共97頁。43在FR4中沒有終端端接的傳輸線最大長度的英寸值等于(dngy)信號上升時間的納秒值。若時鐘頻率是10MHz，時鐘周期是100ns，如果上升時間約為10ns，那么沒有終端端接時傳輸線最大長度為10in。當信號上升時間變為，為了避免振鈴噪聲

24、造成大的影響，沒有終端端接時傳輸線的最大長度大約為0.25in(6.35mm)！幾乎所有互連線的長度都大于這個值。所以對于目前和未來的所有產品，端接策略是必須的。第42頁/共96頁第四十三頁，共97頁。間不斷往復多次反射引起的。所以，至少在一端消除反射，就可以減小振鈴噪聲。控制傳輸線一端或兩端(lindun)的阻抗，從而減小反射的方法稱為傳輸線的端接。典型的方法是在重要位置上放置一個或多個電阻。一個驅動器驅動一個接收器的情況稱為點對點的拓撲結構。下圖示例了端接點對點拓撲結構的四種方法。最常用的方法是將電阻串聯在驅動器端，這稱為源端串聯端接。端接電阻與驅動器內阻之和應等于傳輸線的特性阻抗。44第

25、43頁/共96頁第四十四頁，共97頁。45點對點拓撲結構四種點對點拓撲結構四種(s zhn)常用端接，第一種源端最常用。常用端接，第一種源端最常用。第44頁/共96頁第四十五頁，共97頁。端接(dun ji)電阻大約為40W。驅動器產生1V信號遇到50W電阻和50W傳輸線的分壓器，這樣，將到達傳輸線。反射信號返回源端到達串聯端接(dun ji)電阻時，往源端看進去的阻抗就是40W串聯電阻加上10W內阻，即50W，不會產生反射，被完全吸收。這時在遠端看到的是1V信號而沒有反射。下圖給出了當有和沒有40W源端串聯端接(dun ji)時，傳輸線遠端的波形。46第45頁/共96頁第四十六頁，共97頁。

26、47傳輸線分別有和沒有源端串聯端接電阻時，其遠端的快速傳輸線分別有和沒有源端串聯端接電阻時，其遠端的快速(kui s)上升邊的電壓信號。上升邊的電壓信號。第46頁/共96頁第四十七頁，共97頁。返時間，所以串聯電阻之后的源端電壓將形成臺階形狀。相對于信號上升時間，往返時延越長，臺階形狀就持續的越長。下圖給出了源端測得的電壓。只要在源端附近沒有別的接收(jishu)器接收(jishu)到該臺階形狀，就不會引發問題。否則就要使用其它拓撲結構和終端端接方案。48第47頁/共96頁第四十八頁，共97頁。抗50W相匹配。末端是直接提升，在源端反而是臺階提升！49傳輸線具有源端傳輸線具有源端40W串聯串聯

27、(chunlin)電阻，隨著線長度的增加，在源端電阻，隨著線長度的增加，在源端測得的測得的100MHz時鐘信號。信號上升時間為。時鐘信號。信號上升時間為。第48頁/共96頁第四十九頁，共97頁。頸），或是要在元件密集區域布線。此時線寬必然變窄，特性阻抗變大。短傳輸線對信號影響的三個特性是（兩外因：長度、寬度(kund)，一內因：信號的上升時間）：突變段引起的時延（TD，長度）；突變段的特性阻抗（Z0，寬度(kund)）；信號的上升時間（RT，上升邊）。如果時延大于上升時間，從電氣上講突變段就較長，反射系數將很大，反射系數的作用就很明顯。50第49頁/共96頁第五十頁，共97頁。un)造成阻抗從

28、50W變為75W，反射系數將為。下圖給出了一些較長的傳輸線長的突變造成的反射信號和傳輸信號。51在傳輸線電路中，有一段電氣上較長且均勻的突變在傳輸線電路中，有一段電氣上較長且均勻的突變(tbin)。當突變。當突變(tbin)的阻抗變化時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號（長串接阻抗變化單因的阻抗變化時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號（長串接阻抗變化單因素圖）。素圖）。第50頁/共96頁第五十一頁，共97頁。振蕩，從而(cng r)形成了反射噪聲。這就是要設計均勻特性阻抗互連線的原因。為了保持反射噪聲低于電壓擺幅5% ，就需要保證特性阻抗的變化率小于10%，這就是為什么電路板上阻抗的典型指標為10%！

29、52第51頁/共96頁第五十二頁，共97頁。53一段短且均勻一段短且均勻(jnyn)的突變。當突變段的時延從信號上升時間的的突變。當突變段的時延從信號上升時間的0%上上升到升到40%時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號。時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號。第52頁/共96頁第五十三頁，共97頁。與第二個界面處發生的反射大小相等，方向(fngxing)相反，因為Z1和Z2值互換了。這樣，如果突變段長度很短，來自兩端的反射就可以互相抵消，對信號完整性的影響就可以忽略。如上圖所示。如果突變段的時延小于信號上升時間20%，它就不會造成問題。得到相同的經驗法則，可允許的阻抗突變最大長度為：54RTLenmax

30、如果如果(rgu)突變段的時延小于信號上升時間突變段的時延小于信號上升時間20%，突變，突變對信號質量造成的影響可以忽略。經驗法則：突變段的長對信號質量造成的影響可以忽略。經驗法則：突變段的長度（度（in）應小于信號上升時間（）應小于信號上升時間（ns）。）。例如信號上升時間為，則長度小于例如信號上升時間為，則長度小于0.5in(12.7mm)的連線的連線就不會產生信號完整性問題。就不會產生信號完整性問題。第53頁/共96頁第五十四頁，共97頁。所有的反射都必須考慮，所以樁線的影響很復雜。信號離開驅動器后，遇到了分支點。這時信號遇到的是兩段傳輸線的并聯阻抗，此阻抗較低，所以產生的負反射將回到源

31、端。另一部分信號將沿兩個分支繼續傳播。當樁線上的信號到達樁線末端時，它將反射回分支點。然后，再從分支點反射到樁線末端，就這樣在樁線上來回振蕩。同時，每當與分支點發生交互時，樁線中的部分信號將回到源端和遠端。每個交界處都是一個反射點。55第54頁/共96頁第五十五頁，共97頁。56傳輸線電路中間傳輸線電路中間(zhngjin)有短樁線，而且樁線時延從信號上升時間有短樁線，而且樁線時延從信號上升時間20%到到60%時，傳時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號。輸線上的反射信號和傳輸信號。第55頁/共96頁第五十六頁，共97頁。空間延伸20%，其影響可以忽略。否則它對信號質量就會有很大的影響，這時必須通過

32、(tnggu)仿真來估計它是否可以接受。例如，如果驅動器的上升時間是1ns，則可以使用時延小于的樁線，其長度大約為1in。又得到一個經驗法則：57RTLstubmaxLstubmax表示樁線可允許的最大長度表示樁線可允許的最大長度(chngd)，單位為，單位為in；RT表示信號上升時間，單位為表示信號上升時間，單位為ns。第56頁/共96頁第五十七頁，共97頁。接收器封裝引線與返回路徑間約有1pF電容，如果傳輸線末端排列三個存儲器件，則負載可能為10pF。信號沿傳輸線到達末端理想電容時，決定(judng)反射系數的瞬態阻抗將隨時間變化：時域中電容的阻抗為：58dtdVCVZ 第57頁/共96頁

33、第五十八頁，共97頁。常數，那么最初電容器兩端的電壓將迅速上升，這時阻抗很小。隨著電容器充電，電容器兩端的電壓變化率dV/dt緩慢下降，這時電容器阻抗明顯增大。如果時間足夠長，電容器充電達到飽和，那么電容器就相當于開路。因此反射系數隨時間變化。反射信號(xnho)先下跌再上升到開路情形（相當于近于短路，凹下去，最終相當于開路）這個精確波形是由傳輸線特性阻抗、電容器電容量和信號(xnho)上升時間決定。59dtdVCVZ 第58頁/共96頁第五十九頁，共97頁。時，仿真(fnzhn)得到的反射信號和傳輸信號的波形。60對于對于(duy)上升時間為的信號，當傳輸線電路遠端容性負載的電容量分別為上升

34、時間為的信號，當傳輸線電路遠端容性負載的電容量分別為2pF、 5pF和和10pF時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號。時，傳輸線上的反射信號和傳輸信號。第59頁/共96頁第六十頁，共97頁。電。電容器對信號上升沿進行濾波，對接收端信號來說，它就相當于一個“時延累加器”。與RC電路充電方式(fngsh)非常相似，而RC電路中電容器兩端的電壓隨時間常數的指數增加，根據這一關系，可以估計出新信號升至幅度中間值的時延增加量，即時延累加。這時的時間常數為：10%90%的上升時間與時間常數的關系為：61RCeRC222290109010.第60頁/共96頁第六十一頁，共97頁。容，R即傳輸線的特性阻抗Z0，則

35、n如果傳輸線的特性阻抗為50W，電容為10pF，則10-90充電時間約為。如果初始信號的上升時間小于，則傳輸線末端的容性負載將占主導地位并決定(judng)接收端的上升時間。如果初始信號的上升時間大于10-90充電時間，該末端電容將使信號的上升時間累加上10-90充電時間。n必須重視由傳輸線的特性阻抗和輸入接收器的容性負載決定(judng)的10-90充電上升時間。當10-90RC上升時間與初始信號的上升時間相當時，遠端的容性負載就對時序有明顯的影響。62CZ0901022.第61頁/共96頁第六十二頁，共97頁。容器的作用。如果在靠近線條的前端處接有接收器，信號邊沿下滑會產生(chnshng

36、)問題。63第62頁/共96頁第六十三頁，共97頁。末端發生反射后，它將向源端方向返回。這一次它到達電容器時，帶負值符號的部分信號將又反射回遠端。這些反射回接收器的信號為負電壓，使接收端信號下降形成下沖。電容量越大，阻抗(zkng)越小，負反射電壓越大，接收端的下沖也越大。上升時間越短，電容器阻抗(zkng)越小，下沖就越大。如果對于上升時間RT，電容量Cmax勉強可以接受，這時如果上升時間減小，最大可允許的電容量也必須減小。上升時間與電容量比值的單位是歐姆，這正是時域中電容器的阻抗(zkng)：64dtdVCVZcap 第63頁/共96頁第六十四頁，共97頁。其上升時間是RT，則dV/dt等

37、于V/RT，則電容器阻抗為：信號上升過程(guchng)中，信號路徑與返回路徑之間好像存在一個并聯阻抗Zcap，并引起反射。65CRTRTVCVZcap第64頁/共96頁第六十五頁，共97頁。阻抗(zkng)大于傳輸線阻抗(zkng)，即ZcapZ0，開始時，Zcap5Z0對電容器和上升時間的要求用以下公式表示：66000555ZRTCZCRTZZcapmaxmax第65頁/共96頁第六十六頁，共97頁。了(wi le)避免容性突變造成過量的下沖噪聲，應使電容量（pF）低于信號上升時間（ns）的4倍。這一粗略的限制說明如果系統上升時間為1ns，則不會影響信號質量的容性突變約為4pF。67RTR

38、TC0040505.max第66頁/共96頁第六十七頁，共97頁。68CZCZ/.00222229010RCRTC/2Z0RCTD其中：RT10-90表示信號上升時間的10%到90%，單位為ns；DT表示通過電壓門限(mnxin)50%的時延增加量，單位為ns；Z0表示傳輸線的特性阻抗，單位為W。C表示容性突變，單位為nF。系數1/2是因為傳輸線的前一半是電容充電，后一般則使電容放電。所以使電容充電的有效阻抗實際上是特性阻抗的1/2。第67頁/共96頁第六十八頁，共97頁。69第68頁/共96頁第六十九頁，共97頁。上升時間約增加502pF=100ps，50%門限的時延累加約為0.5502pF

39、=50ps，上圖給出了對于三個不同的容性突變，接收端信號到達50%門限時，仿真得到的上升時間和時延。n很難使測試焊盤、接插件焊盤和過孔引起的容性突變低于1pF。每1pF焊盤約增加0.5501pF=25ps時延。n使用低特性阻抗（例如RAMBUS選擇28W）是減小時延累加影響的一種方法(fngf)。對于同樣的容性突變，特性阻抗越低，時延累加就越小。70第69頁/共96頁第七十頁，共97頁。71兩個臨近的兩個臨近的90度拐角度拐角(guijio)、 65mil寬的寬的50W均勻傳輸線上均勻傳輸線上TDR響應。原信號上升響應。原信號上升時間為時間為50ps。第70頁/共96頁第七十一頁，共97頁。n

40、將90度拐角變成兩個45度拐角就可以減少這種影響，而使用線寬固定的弧形拐角比其它任何形狀的效果要好得多。n彎曲處的額外線寬是使拐角影響信號傳輸的唯一因素，它如同(rtng)一個容性突變。正是這個容性突變引起了反射和傳輸信號的時延累加。72第71頁/共96頁第七十二頁，共97頁。73拐角的額外區域可簡單估計為正方 形 的 一 半(ybn)相當于均勻傳輸線的中途掛了一個的小電容第72頁/共96頁第七十三頁，共97頁。74083ZCrLw.倍線寬24083505000ZwZwwCCrrLcorner其中：CL表示單位(dnwi)長度電容，單位(dnwi)為pF/in；W表示導線的線寬，單位(dnwi

41、)為in；Z0表示導線的特性阻抗；er表示介電常數。第73頁/共96頁第七十四頁，共97頁。75有兩個臨近(ln jn)的90度拐角、65mil寬的50W均勻傳輸線實測和仿真的TDR響應。源信號的上升時間約為50ps。圖中基于電容的仿真結果明顯略微下移。第74頁/共96頁第七十五頁，共97頁。非常吻合說明了兩個拐角造成的突變可以用一個200fF電容來模擬(mn)，它同200fF電容的簡單模型非常接近。n由此可以得到一個簡單易記的經驗法則：n50W傳輸線上一個拐角的電容量（fF，10-15F）約等于兩倍線寬(mil)。n對于高密度電路板中線寬為5mil的典型信號線，一個拐角的電容量大約為10fF

42、(0.01pF)，該電容產生的反射噪聲如果對信號上升時間有影響，其數量級一定要在3ps左右，而此電容引起的時延累加大約為，所以，如果信號的上升邊大于10ps，那么5mil寬導線上拐角的電容量不太可能對信號完整性有很大的影響。76第75頁/共96頁第七十六頁，共97頁。有有密密切切的的關關系系(gun x)，其其范范圍圍從從至至大大于于1pF。任任何何與與信信號號線線連連接接的的過過孔孔都都可可以以看看作作是是容容性性突突變。變。在在高高速速串串接接中，中，是是導導線線上上信信號號質質量量的的一一個個主主要要制制約約因因素。素。77右圖給出了一塊10層板中15in長的均勻導線上分別(fnbi)有

43、和沒有通孔時，測得的TDR響應，其中導線的阻抗為58W，線寬為8mil，信號上升時間約為50ps。導線中，SMA接插件的過孔和線上通孔的電容量均為。第76頁/共96頁第七十七頁，共97頁。延累加大約為0.5500.4=10ps，下圖說明信號的時延比沒有過孔時多9ps，與經驗法則估值接近。78一個通孔和沒有(mi yu)孔時，沿均勻傳輸線傳播15in后的傳輸信號。圖中過孔的時延累加為9ps。第77頁/共96頁第七十八頁，共97頁。位長度電容增加，特性阻抗降低，時延變長。均勻的無載傳輸線，特性阻抗、時延與單位長度電容和單位長度電感之間的關系為：總時延79LLCLZ00LLCLLenTD00Z0表示

44、無載傳輸線的特性阻抗，LL表示單位長度電感(din n)，單位為pH/in，C0L表示無載傳輸線的單位長度電容，單位為pF/in，Len表示導線長度，單位為in，TD0表示無載傳輸線的時延，單位為ps。第78頁/共96頁第七十九頁，共97頁。000001101110101101011/1/()(/)(1/()LLloadLLLLoadLLLCLZZZCCdCCdCC dTDLen L CCdTDCC d80其中：Z0表示無載傳輸線的特性阻抗，單位為W；ZLoad0表示有載線的特性阻抗，單位為W；LL為單位長度電感，單位為pH/in；C0表示無載傳輸線單位長度電容，單位為pF/in；C1每個分立

45、的電容量，單位為pF；D1表示兩個分立電容之間的距離，單位為in；Len為導線(doxin)長度，單位為in；TD0表示無載傳輸線的時延，單位為ps； TDLoad為有載線區域的時延，單位為ps； 第79頁/共96頁第八十頁，共97頁。負載與此值相當時，特性阻抗和時延就有明顯的改變。n隨著導線的特性阻抗的降低，用于終端端接的電阻也應隨之降低。或者采用相反的做法，在有分布式電容的區域內，通過減小線寬，使無載阻抗變大。這樣最后的效果(xiogu)就使得有載線的阻抗接近于期望阻抗值。81第80頁/共96頁第八十一頁，共97頁。接都有相應的串聯回路電感。所有改變信號所在層的過孔、串聯終端電阻、各種接插

46、件、每一條飛線都有一些額外的回路電感，信號把這些回路電感認為是附加在傳輸線上的突變。如果信號路徑上存在突變，則雖然信號路徑與返回路徑間有局部互感，回路電感也主要由信號路徑上的局部自感決定。如果返回路徑上存在突變，則返回路徑上的局部互感就決定回路電感。對于邊沿快速上升的入射信號，串聯回路電感最初像是一個高阻抗元件，所以(suy)產生返回源端的正反射。82第81頁/共96頁第八十二頁，共97頁。小段間隙(jin x)時，均勻傳輸線上的反射信號。83返回路徑上的間隙(jin x)造成感性突變時，均勻傳輸線上產生的TDR反射信號。信號的上升時間約為50ps。第82頁/共96頁第八十三頁，共97頁。84

47、上升時間為50ps的信號分別通過電感值L=0，1，5，10nH的感性突變時，在源端和接收端的信號波形。近端信號的形狀為非單調先上升后下降(xijing)。這一特性不會造成SI問題，但應盡量避免，以免在近段造成誤觸發。在遠端，傳輸信號出現過沖，并有一個時延累加。第83頁/共96頁第八十四頁，共97頁。)(/RTLIdtdILIVZinductor85其中：Zinductor表示電感的阻抗(zkng)，單位為W；L表示電感值，單位為nH；RT表示上升時間，單位為ns。第84頁/共96頁第八十五頁，共97頁。RTZLZRTLZZinductor000202020.max.)(max.86其中：Z0表

48、示特性阻抗，單位為W；Lmax表示允許(ynx)的最大串聯電感，單位為nH；RT表示上升時間，單位為ns。如果導線的特性阻抗為50W，信號上升時間為1ns，則可允許的最大串聯電感約為：Lmax=0.2501=10nH。第85頁/共96頁第八十六頁，共97頁。上升時間(ns)的10倍。同理，如果突變處存在回路電感，為了使反射噪聲不超過噪聲預算，可允許的最短上升時間(ns)為電感值(nH)的1/10。n如果接插件上殘留5nH回路電感，此接插件可使用的最短上升時間為。如果信號的上升時間為，則所有的感性(gnxng)突變應小于10RT=1nH。n根據這個估計，就可以估算出對于同軸引線電阻和SMT終端電阻有用的上升時間。同軸引線電阻的串聯回路電感約為10nH，而SMT電阻器約為2nH。n為了保證反射信號不造成問題，使用同軸引線電阻時，信號的最短上升時間約為10nH/10=1ns。而對于SMT電阻，信號的最短上升時間約為。87第86頁/共96頁第八十七頁，共97頁。00901022 . 2ZLZLRT8800.5LTDZ其中(qzhng)：RT10-90表示傳輸信號的10-90上升時間，ns；L表示突變處的串聯回路電感，nH；Z0表示導線的特性阻抗，W；DTD表示50%處的時延累加，ns。第87頁/共96頁第八十八頁，共97頁。加到中間點的時延約為此值的一半，即。下