1、電力電子系列實驗主講人：孫凱主講人：孫凱電電 話：話_mial：本課程的目的：o掌握單端反激式開關電源的原理；o掌握PWM控制器UC3843的原理及其外圍電路的設計方法；o掌握PWM控制器1203P60的原理及其外圍電路的設計方法；o掌握功率MOSFET的驅動及保護電路的原理及其設計方法；o掌握開關電源的原理、元器件選型、外圍電路設計方法；參考文獻：（1）沙占友，新型單片開關電源設計與應用，電子工業出版社，2004。（2）楊承豐，開關電源，1987 。（3）胡存生，胡鵬，集成開關電源的設計制作調試與維修，1995。 （4）慕丕勛，馮桂林，開關穩壓電源原理與實用技術，科

2、學出版社，2005。 （5）Beston Sensors，瞬態電壓抑制器TVS （6）劉勝利，現代高頻開關電源實用技術，2001。 （7）姜德來，張曉峰，呂征宇。一種有效的反激鉗位電路設計方法J。電源技術應用，2005， （8）徐德鴻，沈旭，周鄧燕，開關電源設計指南（原書第二版），機械工業出版社，2006 。（9）常敏慧等編著，開關電源應用、設計與維修，2000。（10）Sanjaya Maniktala著，王志強譯，精通開關電源設計，人民郵電出版社，2008。 （11）張廷鵬，吳鐵軍，徐明，張生舟，通信用高頻開關電源人民郵電出版社，2008。（12）張占松 蔡宣三編著。開關電源的原理與設計

3、（修訂版）。1.開關電源的技術指標：o繞組數量：10個（1）繞組 ：初級繞組；（2）繞組 ：自饋繞組16V/20mA；（3）繞組 ：輸出繞組 15V/0.5A；（4）繞組 ：輸出繞組20V/0.5A；（5）繞組 ：輸出繞組20V/0.5A；priNfeedbackN15N20N20N（6）繞組 ：輸出繞組20V/0.5A；（7）繞組 ：輸出繞組20V/0.5A；（8）繞組 ：輸出繞組5V/1A；（9）繞組 ：輸出繞組15V/0.5A；20N20N5N15No開關電源的輸出功率：16*0.022*15*0.54*20*0.55*1 15*0.567.82outPWo開關電源的效率：0.8o開關電

4、源的輸入功率：67.8284.885W80%0.8outinPWPWo開關電源的頻率：o額定輸入直流電壓：o最小輸入直流電壓：o最大輸入直流電壓：(nom)72VDCinV(min)40VDCinV(max)85VDCinV40kHzf =o輸入平均電流（即額定輸入電流）： 851.18 DC7272ininPWIAo最大平均輸入電流 (max)(min)852.125 DC40inininPWIAVo最小平均輸入電流 (min)(max)851ADC85VinininPWIVo輸入電壓的紋波對于交流離線式變換器，輸入紋波電壓一般設計為輸入交流電壓峰值的5%8%。對于DC-DC變換器紋波電壓峰

5、峰值設計為0.10.5V。 2. 輸入整流部分的設計o整流電路的原理圖：整流電路主要的數量關系整流電路主要的數量關系o輸出電壓平均值：（1）空載時，（2）重載時，d2U2Ud2U0.9U整流電路主要的數量關系整流電路主要的數量關系o電流平均值：（1）輸出電流平均值：（2）二極管電流平均值：dRUIRdRIIdRVDIII=22整流電路主要的數量關系整流電路主要的數量關系o二極管承受的最大反向電壓：o輸入交流電壓額定值：220VACo輸入交流電壓最大值：260VACo輸入交流電壓最小值：180VAC22U輸入整流器的組成部分：oEMI濾波器；o啟動浪涌電流抑制器；o浪涌電壓抑制器；o電容濾波的單

6、相橋式不可控整流電路；o輸入濾波電容；輸入整流器的組成部分：輸入濾波器：o凡是接在交流電網與開關電源輸入之間的濾波設備都叫輸入濾波，其主要作用是抑制開關電源本身對交流電網的反干擾，同時也抑制交流電源中的高頻干擾串入開關電源。輸入濾波一般是由低通濾波與共模扼流圈等元件組成。具有電容C和共模扼流圈所組成的輸入濾波電路 o上圖中，C為高頻旁路電容，一般為0.01uF0.1uF的高頻濾波電容，抑制輸入電壓中的高頻成分，而對工頻電壓沒有影響。考慮到開關電源在開關管關斷時會產生尖峰電壓，故電容C在選用時應注意其耐壓應為二倍電源電壓峰值以上的無感電容，其連線要盡可能短。oL1和L2是繞在同一閉路磁環中的兩個

7、匝數相同，在同名端輸入一同向電流，產生相同磁通的線圈。oL1和L2采用無氣隙高頻特性良好的磁心材料，L1和L2用雙線并繞方法，而且適當加大匝間距離，以減小分布電容，提高頻率特性。oL1和L2主要吸收共模噪聲。當輸電網中有共模噪聲時，這種方向相同的縱向噪聲電流If，這時兩個線圈產生的磁通f順向串聯磁通相加，電感呈現出高阻抗，阻止共態噪聲進入開關電源，同時特阻止了開關電源內所產生的噪聲向公共電網擴散，以避免污染交流電網。對于工頻電源I1來說為一進一出，L1和L2產生的磁通為反向串聯磁通相減感抗為零，故毫無影響。啟動浪涌電流抑制器：o負熱敏電阻，即負溫度系數熱敏電阻，或NTC電阻。o使用NTC電阻的

8、開關電源，在每次關機后不要馬上開機，最好等一分鐘以后再開機，只有等NTC電阻溫度降下來后，它的阻值才能上去，再次開機才能起限流作用。 o輸入電容Cin的輸入電流峰值一般為輸入電流的35倍，所以NTC的電阻值必須滿足o為了降低損耗，NTC的阻值越小越好，一般取612歐姆。max(3 5)intinVRI浪涌電壓抑制器o使用雙向TVS管抑制浪涌電壓。oTVS管即瞬態電壓抑制器。輸入濾波電容Cin：o輸入濾波電容的ESR值越小，則濾波電壓的紋波越小，濾波效果越好。oESR即等效串聯電阻。它表示電解電容呈現的電阻值的總合。一般情況下，ESR值越低的電容，性能越好。o對于輸入濾波電容，首先要確定電源直流

9、輸入端能承受多大的電壓紋波。要想電壓紋波小，輸入電容就要大，這樣上電時的浪涌電流也更大。濾波電容的選擇有三個方面的考慮：滿足期望的電壓紋波，電容的額定電壓，電容的額定紋波電流。o對于交流離線式變換器，輸入紋波電壓一般設計為輸入交流電壓峰值的5%8%。對于DC-DC變換器紋波電壓峰峰值設計為0.10.5V。o輸入電壓較寬時，一般取比例系數3uF/W，即每瓦輸出功率對應3uF的電容量。o如果輸入電壓比較穩定（如蓄電池輸入），一般取比例系數1uF/W，即每瓦輸出功率對應1uF的電容量。輸入濾波電容的計算公式：in(av)in2inin(max)ripple(p p)0.3PCf VVininripp

10、le(p-p)fVV交流入的最小率交流入的最小值入波容上想要得到的波峰峰值輸電壓頻輸電壓輸濾電電壓紋o為了降低輸入電壓紋波，一般把輸入電容濾波電容用多個并聯使用，以降低電容的ESR值。o輸入濾波電容上還要并上一個或兩個陶瓷電容（約0.1uF），以吸收紋波電流的高頻分量。o輸入濾波電容和與之并聯的高頻濾波電容的額定電壓UW一般為：（1）對于交流離線式變換器：（2）對于DC-DC變換器：AC()U1.8WinRMSVDC(max)U1.5WinV輸入整流器參數計算：o在選擇整流器時，設計者必須要查對下面一些重要參數：（1）最大正向整流電流這個參數主要根據開關電源設計的輸出功率決定。（2）峰值反向截

11、止電壓(PIV)由于整流器工作在高電壓的環境，所以它們必須有較高的PIV值。對單相橋式整流電路而言，一般應在600V以上。（3）要有能承受高的浪涌電流的能力。浪涌電流是由開關管導通時的峰值電流所產生的。o輸入整流二極管一般采用普通的整流二極管，如1N400X系列的整流二極管。o最小的二極管等級要符合下面的條件：R2(max)Fd(max)FSMFU2UI1.5II5Io典型應用如下：（1）如果電流1A，選1N400X（2）如果電流1.5A，選1N539X（3）如果電流3A，選1N540X（4）如果電流6A，選MR75X常用整流二極管：o1N4001、 1N4002、 1N4003、 1N400

12、4、 1N4005、 1N4006、 1N4007o1N5400、 1N5401、 1N5402、 1N5404、 1N5406、 1N5407、 1N54083.單端反激式開關電源的原理4.高頻變壓器的設計o開關電源 “黑箱”考慮o“黑箱”參數估計（1）輸出電壓；（2）輸出功率；（3）電源效率；（4）輸入功率；（5）平均輸入電流：in(nom)ininPIV（6）最大的平均輸入電流：計算最大平均輸入電流的目的是為確定變壓器初級繞組導線的尺寸（指線徑、粗細）提供依據。(max)(min)inininPIV（7）輸入峰值電流計算輸入峰值電流（即變壓器初級繞組的峰值電流）是為了計算初級繞組電感量，

13、進而計算初級繞組匝數。outpkin(min)kPIVoutpkin(min)kPIV(1)k1.4,Buck(2)k2.8,(3)k5.5,BoostBuckBoost于路、全路和推挽路;于半路和正激式路;于路、路和反激式路;對電橋電電對橋電電對電電電輸入峰值電流也可以按照下式計算：(min)max(min)max245% 50%outPkininPIVV最小入直流最大占空比，一般輸電壓為（8）最大占空比max45% 50%最大占空比，一般為（9）開關頻率：（10）變壓器初級繞組反激電壓 變壓器初級的反激電壓也稱為尖峰電壓。 40kHzf =ORmax1inPVVV為了限制MOSFET的集電

14、極安全電壓，一般取最大占空比為：max45%變壓器初級繞組的反激電壓也可以按照下式計算：ORin(max)(1.52)PVVV（11）選擇開關電源開關管（一般為MOSFET）。DpkDSSpVVIIo變壓器的基本關系式ppssspNVINVIo磁滯回線每種磁性材料被磁化時，都會有一種S形的特性曲線，稱之為磁滯回線。用畫在BH座標上的曲線來表示。它說明了磁性材料被完全磁化和完全去磁這一周期的變化。在磁場中，某一點的磁通集中的程度，稱為該點的磁通密度或磁感應強度，用B表示。磁通密度的單位為特斯拉（用符號T表示）或高斯（用符號G表示）， 1T=10000G。另一方面，產生磁通的磁力稱為磁場強度，用符

15、號H表示，其單位是安米，用A/m表示。磁場強度用下面的公式表示：i0.4N IHL上式中，N為線圈匝數；I為線圈電流；Li為磁芯的長度。下圖表示了一個不帶空氣隙的鐵氧體磁芯的磁滯回線（又稱BH曲線）。o在曲線圖中，如果我們以曲線的a點為起點，在此點的磁感應強度是正向的最大值Bmax。當到達b點時，它的磁感應強度為零。再下降到c點，即達到了磁感應強度的負方向的最大值，再通過磁感應強度為零的d點，又回到了原始a點。這樣，就得到了一個完整的S型的磁化周期。o 從上圖的B-H曲線看出，Bmax是Hmax達到了定值的點，在此點，即使磁場強度H再增加， Bmax也不再增加了。在這點磁感應強度的值被稱為飽和

16、點，用符號Bsat表示。 o如果我們在磁芯中開一個氣隙，將建立起一個混合的磁通通路，它將增大磁通的有效長度。o對于一個給定的安培-匝數的乘積（NI），帶空氣隙的磁芯通密度要比沒有空氣隙的磁芯的磁通密度小，也就是說，帶有空氣隙的磁芯的Bsat比不帶空氣隙的磁芯的Bsat要小。因此，引入空氣隙就等于給磁滯回線一個“斜角”，如圖所示。o從上圖中可見，在高磁場強度處，減少了磁芯飽和的可能性，與不帶空氣隙的磁滯回線相比，由于增加了空氣隙磁道，磁滯回線在B的方向上被“壓扁”了，也就是說，減小了Bsat的值。o大多數磁芯生產廠家都用標準的磁化曲線來描述他們的磁性材料的特性，如下圖所示。o一般情況下，開關電源

17、變壓器的設計者選擇Bmax的原則是要保證它在B-H特性曲線的線性工作區工作。一般取Bmax=Bsat/2o為了防止磁芯飽和，一般采取給磁芯加氣隙的措施。當然，也可以采用更大的磁芯（在磁芯材料及形狀相同的條件下，磁芯尺寸越大，其磁感應強度的飽和值Bsat越大）。 o一般不采取增大磁芯尺寸的辦法來增大Bsat，防止磁芯飽和。EE磁芯：EE磁芯及其骨架：EE磁芯及其骨架：EE磁芯及其骨架：EE磁芯及其骨架：ETD磁芯：ETD磁芯及其骨架：ETD磁芯及其骨架：立式磁芯骨架立式磁芯骨架臥式磁芯骨架臥式磁芯骨架ETD磁芯及其骨架：T磁芯：o計算初級繞組最小電感Lpri 。初級繞組電感用于存儲輸出功率。in

18、(min)maxpripkVLIfoLpri這個電感值是在最小輸入工作電壓時，開關電源依然能夠達到額定輸出電壓所允許的最小電感值。 o在每個開關管導通的每個周期中，存儲在磁芯的能量為：2storedpri pk1EL I2o要驗證變壓器最大連續輸出功率能否滿足負載所需的最大功率，可以使用下式： 2in(core)pri pkout1PL I fP2o計算磁芯氣隙 ：2pripkgap2emax0.4LIlA BgaplpriLpkIeAmaxB的單位是厘米，單位為H單位為A， （磁芯有效截面積）單位為平方厘米，單位為特斯拉T，Bmax=Bsat/2o計算初級繞組匝數 4max gappripk

19、(B)10N0.4 Il=gaplpkImaxB式中，的單位是cm，單位為A，單位為T。也可以用下面的公式計算初級繞組匝數，結果和上式基本相同。 priLpkIeA2cmmaxB式中，的單位是H，單位為A，（磁芯有效截面積）單位為單位為T。4pri pkpriemax(L I )10NA B=o計算次級繞組匝數priout(n)fwd(n)maxout(n)in(min)maxN(VV)(1)NVNout(n)是第n個次級繞組的匝數；Vout(n)是第n個次級繞組的輸出電壓；Vfwd(n)是第n個次級繞組的輸出整流器的電壓降；輸出整流器一般為輸出整流二極管加輸出濾波電感的方式，輸出整流器的電壓

20、降為：fwdVVV整流二極管正向降波感正向降濾電壓o輸出濾波電感的正向壓降一般為0.2V，即o當然，如果沒有輸出濾波電感，則V0.2v波感正向降濾電壓V0v波感正向降濾電壓o整流二極管的正向壓降根據二極管型號的不同而不同，一般為0.5V1V之間，需要查閱說明書。o在計算匝數時，如果有小數則進位上去，而不是四舍五入。選擇變壓器繞組的線徑 o歐洲國家常用“圓密耳”（Circular Mil，縮寫為cmil）作為導線橫截面積的單位，并以“圓密耳/A”（cmil/A）表示導線容量CA的單位。o1密耳=0.001英寸=0.0254mm，即1mil=0.001inch=0.0254mm。o1圓密耳就是直徑

21、為1密耳的圓的面積，即2420.0254mm11cmil()25.06 10 mm密耳=圓21mm1976密耳=圓o在國際單位制中，則以電流密度J（單位是A/mm2）來表示導線在每平方毫米面積上所允許的電流值（指電流有效值）。電流密度J與電流容量CA的換算公式為：A1976JCA1976CJo例1：已知導線的電流容量CA=400cmil/A，則其電流密度J=1976/400=4.94A/mm2，取5A/mm2。o例2：已知導線電流有效值為4.15A，取電流密度為400cmil/A，則該電流所需的導線為：（400cmil/A）*4.15A=1660 cmil又 ，所以421 cmil5.06 1

22、0 mm4221660 5.06 10 mm0.83996mm所以，導線截面積直徑為： 0.83996 41.03mmo例3：已知導線電流有效值為4.15A，取電流密度為5A/mm2，則4.15A所需導線的橫截面積為：224.15A0.83mm5A/mm導線的直徑為： 0.83 41.03mmo“圓密耳”的意義是“每安培電流（指電流有效值）所需要的導線橫截面積數”，圓密耳值越大，導線的電流密度越小。o根據應用指南或經驗法則，反激變換器電流密度（指電流有效值）一般取400cmil/A，即5A/mm2。1.5A下面的0.002945意思是就是取電流密度J=1.5A/mm時，那么直徑=0.05mm銅

23、線的工作電流為0.002945A。 o選擇變壓器自饋繞組的線徑 ：自饋繞組上的電流很小，一般小于10mA，對其繞組的線徑要求不嚴，一般最小的線徑就可以滿足要求。 o變壓器的磁芯介紹（1）開關電源變壓器磁芯的形狀一般為EE型；（2）開關電源磁芯的廠商有：日本TDK磁芯，中國天通磁芯。（3）磁芯還需要骨架。o確定磁芯尺寸或窗口面積：（1）采用窗口面積法計算所需的窗口或所需要的磁芯，具體的計算方法請參考文獻12。（2）一般采用經驗法，如下表：高頻變壓器的繞制o開關電源變壓器的物理繞制方法很重要，它會使得電源的性能差別很大。好的繞制方法可以使電源性能變得非常好，反之也可以使得電源噪聲很大，性能變差。開

24、關電源變壓器與工頻變壓器相比，設計要求更為苛刻。o變壓器的繞制，主要考慮三個方面的因素考慮：（1）電源是否否符合所有的安全規范。（2）繞組之間耦合要好。（3）所有繞組的漏感要小。o這些因素有些是互相影響的，所以需要采取折中辦法。（1）繞組符合安全規范：o如果開關電源的輸入電壓峰值高于40V，就要受到一個或多個國際安全規程組織所制定的規范約束。國際電工委員會（IEC）是這些標準的主要制定者。各國也有自己的安全規程或設計標準。o在每個國家，不同市場也有不同的標準。如：工業用開關電壓和軍用開關電源，電信用開關與醫療用開關電源就有不同的安全規范。所以在產品設計之初，就要確定開關電源的應用對象及其安全規

25、范要求。 o在“離線式”或輸入交流電壓90260V的開關電源中，通常使用的磁芯是EE磁芯或者從EE磁芯派生出來的一些磁芯。這些磁芯都有骨架，這使得繞制他們比較容易。o安全規范對變壓器結構的要求是：爬電距離或者輸入繞組和輸出繞組表面的距離不能小于4mm。為了滿足這個要求，變壓器制造者可以在骨架中繞線區的兩端放置2mm的絕緣帶，把繞線繞在邊沿的絕緣帶中間。這些邊沿的絕緣帶在絕緣的繞組之間總共增加了4mm的距離。o什么是爬電距離？o兩個導電部件之間，或一個導電部件與設備及易接觸表面之間沿絕緣材料表面測量的最短空間距離。沿絕緣表面放電的距離即泄漏距離也稱爬電距離，簡稱爬距。常見的符合IEC標準的變壓器

26、如下圖所示o額外增加的絕緣帶、絕緣套管等使得變壓器的體積增大，成本也增加。這些都需要手工操作，需要花費更多的時間。o常用的變壓器一般采用普通的漆包線作為繞組。使用普通漆包線時，必須確保爬電距離（4mm），使用絕緣帶、絕緣套管。o為了減小變壓器的體積，減小繞制的工作量，加快繞制速度，變壓器繞組的導線可以采用三層絕緣導線。o三層絕緣導線有三層絕緣材料，所以絕緣性能比普通漆包線好的多。o使用三層絕緣導線可以減小爬電距離，繞組可以緊挨著骨架的邊沿，即可以省略圖3-24中為預留4mm爬電距離而使用的厚絕緣膠帶。此外，變壓器繞組之間也可以不用聚酯薄膜帶，繞組之間可以直接貼在一起。o采用三層絕緣導線的變壓器

27、結構o與骨架邊帶厚絕緣膠帶的方法相比，用三層絕緣導線可以減小變壓器的體積和漏感。變壓器的漏感：o理想的變壓器初級繞組產生的磁通應該全部穿過次級繞組，即初級繞組的能量完全傳送到次級繞組（或耦合到次級繞組），沒有任何損失和泄漏。但是實際上變壓器不可能沒有任何泄漏，變壓器初級繞組的能量不能完全傳送到次級繞組。變壓器的漏感：o變壓器初級繞組產生的磁通不能全部穿過次級繞組（或耦合到次級繞組）。在存在磁通泄漏的情況下，變壓器泄漏出去的磁通就會在繞組或導體中產生一個附加的電感，這種電感稱之為“漏感”。o漏感就像一個獨立串聯在初級繞組上的電感。變壓器的漏感：o漏感是指原級線圈所產生的磁力線不能都通過次級線圈，

28、因此產生漏磁的電感。o變壓器的漏感是指，變壓器初級繞組和磁芯在電流的作用下產生的磁力線在向次級耦合的過程中，部分磁力線由于結構材料等的原因飛出了電-磁-電回路，造成了電磁能量的損失。變壓器的漏感：o漏感太大將導致變壓器的電磁耦合能力下降，也就是能量傳輸能力下降。在閉環回路中，由于漏感太大導致的次級能量不足反饋到初級電流的不斷增大會導致變壓器的飽和。當然初級有電流保護的情況，變壓器應該不會飽和。變壓器的漏感o開關電源變壓器一般可以等效成下圖所示電路。在下圖，Ls為漏感，也可稱為分布電感，Cs為分布電容， R為等效負載電阻。其中分布電容Cs還應該包括次級線圈等效到初級線圈一側的分布電容，即次級線圈

29、的分布電容也可以等效到初級線圈回路中。開關電源等效電路圖開關電源等效電路圖變壓器的漏感：o由于漏感Ls的存在，增大了變壓器初級繞組的反激電壓，即開關管Q1關斷時，變壓器初級繞組的反激電壓增大了。漏感越大，則變壓器初級繞組承受的反激電壓越大。變壓器的漏感：o分布電感Ls和分布電容Cs可以看成是一個串聯振蕩回路，當開關管Q1開始導通的時候，振蕩回路開始吸收能量，輸入電壓對Ls和Cs進行充電，此時，振蕩回路會抑制輸入電流上升率的增長；o當開關管Q1完全導通以后，脈沖進入平頂階段，相當于輸入脈沖電壓的上升率為0，此時，振蕩回路開始釋放能量，振蕩回路產生阻尼振蕩。o當開關管Q1導通過后，開關管開始關斷，

30、振蕩回路又開始再次釋放能量，振蕩回路再次產生阻尼振蕩。o由于變壓器漏感和寄生電容引起的阻尼振蕩現象稱為“振鈴現象”。o開關電源關斷時刻的尖峰電壓波形（2）減小變壓器漏感o任何變壓器都存在漏感，開關變壓器的漏感對開關電源的影響很大。由于開關電源漏感的存在，當開關管斷開時瞬間產生反電勢，容易把開關管擊穿；漏感還可以與分布電容組成振蕩回路，使得開關電源產生“振鈴現象”，使得開關電源產生振蕩并向外輻射電磁能量，造成電磁干擾。o漏感的大小與繞組砸數的平方成正比，因此減少繞組砸數可以明顯的減小漏感，也就減小了初級繞組的反激電壓，也有利于減少“振鈴現象”。o但是對一個確定的開關電源來說，繞組砸數不可能無限制

31、無條件的減少，因此單純依靠減少繞組砸數來減小漏感不現實。o減小漏感的另外一種方法是增加繞組之間的耦合程度，也就是繞組之間排列的更緊密一些。但是繞組之間更為緊密的排列容易造成絕緣問題。o減小漏感可以采用多線繞組的方法，即把兩根或多根導線放在一起繞，導線之間并不絞在一起。o減小漏感最常用的方法是采用“三明治”繞制方法，如下圖所示。o另外，還要減小匝間分布電容。采用累進式繞制方法可以更好的減小匝間分布電容。o減小匝間分布電容的繞制方法如下圖所示。5.輸出級的設計o輸出級結構：o輸出整流二極管 o在開關電源中，所需的整流二極管必須具有正向壓降低、快速恢復的特點，還應具有足夠的輸出功率。普通的PN結二極

32、管不適于作為開關使用。主要是因為它們恢復得慢，并且效率也低。 o在開關電源中，可以使用以下三種類型的整流二極管： o快速恢復二極管；o超快恢復二極管；o肖特基整流二極管；o肖特基整流二極管的正向壓降最小，一般0.3V0.6V，效率最高。o肖特基勢壘整流二極管的反向恢復時間一般小于10ns。o因此，肖特基勢壘整流二極管是首選的整流二極管。但是，肖特基勢壘整流二極管的耐壓值不高，一般只有40V50V，因此肖特基勢壘整流二極管只能應用于輸出電壓低于15V的場合。o快速恢復二極管和超快恢復二極管的反向恢復時間更短，一般為ns級，其正向壓降一半為0.8V1.1V，而超快恢復二極管的反向恢復時間最短。當輸

33、出整流二極管承受的反向電壓超過肖特基勢壘整流二極管耐壓時，要選用超快恢復二極管。o在任何開關電源的輸出電路設計中，都應嚴格選擇整流二極管的反向截止電壓和正向電流。輸出整流二極管必須滿足： RM(BR)SFOMU2UI3Io式中，輸出整流二極管的最大反向峰值電壓由下式確定：o式中，U0為輸出電壓；IOM為額定輸出電流。S(BR)S0in(max)PNUUVNo另外必須注意，在選擇輸出整流二極管時，其反向恢復時間參數trr至少比開關管（如mosfet）的上升時間低三倍。UC3842及其外圍電路UC3842及其外圍電路1248776535o啟動電壓及工作電壓：16Vo振蕩頻率：40kHz1.8TTf

34、R C單位：f Hz；RT； CTF；oRC振蕩器的鋸齒波波形：o選擇RT和 CT的注意事項：oRT和 CT的選擇不是任意的。o只要RT和 CT的乘積為某一固定值， RT和 CT的各種組合都可以得到同樣的振蕩頻率，但是在給定振蕩頻率下，只有一種RT和 CT的組合。o誤差放大器的補償網絡：誤差放大器的1腳和2腳之間可以接一個補償網絡。該補償網絡的本質是一個負反饋環節，實現PI（比例-積分）控制。補償網絡由電阻和電容組成。o誤差放大器的同相輸入端為芯片內部的2.5V參考電壓；反相輸入端為輸出電壓的反饋電壓。在額定輸出電壓時，反饋電壓為2.5V。o當誤差放大器的輸出電壓低于1.4V時，UC3842不

35、輸出PWM脈沖。啟動電阻R1 與啟動電容C22的計算：oUC3842的額定啟動電流為0.5mA，最大啟動電流為1mA；o UC3842的啟動電壓為16V；o啟動時，UC3842外圍電路所需電流約1mA；o所以，總的啟動電流取為1RI2mAo啟動電阻R1為：o啟動電阻R1的功率為：(min)116R2mAinV12RR11PIRoUC3842啟動結束后，UC3842的消耗電流將隨著對MOSFET的驅動而增加到100mA左右（主要隨負載變化），該電流由電容C22提供。這時，C22上的電壓將發生跌落，當C22上的電壓降到10V以上時，UC3842仍然能夠正常工作。 o自饋繞組實現自饋電的時間Ton根

36、據開關周期決定，一般20KHZ以上都在5ms以內，于是C22的容量為 ON24100mA T100mA 5ms83.3uF16V 10V16V 10Vcci tCuo如果需要更大的MOSFET驅動電流，啟動電容C22可以大一些，啟動電容C22越大，則啟動時間越長，可以起到軟啟動的作用。電流負反饋和電流保護電路 o電流采樣電路由R11 、R18 、C23組成。其中，R11為電流采樣電阻；R18和C23組成RC低通濾波器，為電流采樣信號濾波，消除尖峰脈沖，如下圖。 o要求：RC濾波電路的時間常數應該接近尖峰脈沖的持續時間（安森美的UC2843說明書），而尖峰脈沖的持續時間需要實驗確定，一般為約為幾百納秒。oUC3842的內部有一個電流比較器，3腳為該電流比較器的同相輸入端，反相輸入端為一個內部的1V的電壓。當3腳的反饋電壓高于1V時，則關斷PWM，電流保護發揮作用。o如果引腳3的輸入電壓達到1V，則電流保護開始動作，使得引腳6無PWM脈沖輸出。這樣，限流閾值由下式決定：max1ssVIRo電流采樣電阻R11的功率為：112max11RsPIRMOSFET的保護電路復合緩沖電路 o緩沖電路（Snubber Circui