1、第30卷第8期電子與信息學報Vol.30No.8 2008年8月Journal of Electronics & Information Technology Aug.2008一種新的數字接收機AGC電路崔嵬吳嗣亮(北京理工大學雷達技術研究所北京 100081摘要:該文提出一種新的數字接收機自動增益控制(AGC電路。該電路將傳統的兩級級連負反饋AGC電路中后級AGC電路的反饋控制改為前饋控制,前后兩級AGC電路共用一套功率檢波器和環路濾波器,前級AGC電路的增益控制誤差能夠在后級AGC電路中得到修正,故新的AGC電路的總增益控制誤差僅取決于后級AGC電路的增益控制誤差。計算機仿真和硬件電路測試

2、結果均表明,與傳統的AGC電路相比,該文提出的新AGC電路能夠提高增益控制精度,降低AGC響應時間。關鍵詞:數字接收機;自動增益控制(AGC;級連結構;前饋控制中圖分類號:TN702 文獻標識碼:A文章編號:1009-5896(200808-2025-04A New AGC Circuitry for Digital ReceiverCui Wei Wu Si-liang(Center for Research on Radar Technology, Beijing Institute of Technology, Beijing 100081, ChinaAbstract: A new A

3、utomatic Gain Control (AGC circuitry is proposed in this paper. The feedback control scheme of subsequent AGC closed-loop in conventional AGC frame is converted to forward control scheme in new circuitry.The power detector and the loop filter are shared by two cascaded AGC loops in new AGC circuitry

4、, so the gain errors in foregoing AGC closed-loop can be corrected by subsequent AGC closed-loop, and total gain errors of new AGC circuitry is determined only by the gain errors in subsequent AGC closed-loop. Simulation and measurement results verify that the new AGC circuitry not only improved the

5、 gain control precision, but also decreased the response time, compared with conventional AGC circuitry.Key words: Digital receiver; Automatic Gain Control (AGC; Cascaded frame; Forward control1引言自動增益控制(AGC電路是模擬或數字接收機的關鍵組成部分1。圖1是傳統的超外差式結構數字接收機的電路框圖。該超外差式數字接收機的AGC電路由兩級級聯實現:前級自動增益控制及放大電路(下文簡稱AGC1電路通過對

6、接收前端變增益模擬放大器的增益控制,保證了輸出信號的幅度滿足A/D轉換器的量化電平要求;后級自動增益控制及放大電路(下文簡稱AGC2電路通過對解調輸出信號的數字式放大控制,保證了輸出信號的幅度近似恒定。由于采用了兩級AGC電路,接收機前端增益可以設計得相對較低,提高了接收機的工作穩定性2,3。另一方面,由于采用互為獨立的級聯結構進行增益控 圖1 超外差式數字接收機框圖2008-01-30收到,2008-05-17改回制,傳統的超外差式數字接收機兩級AGC環路的控制方差將會以累加和的形式影響到AGC電路的整體控制精度;且AGC電路總的響應時間等于前后兩級AGC電路的響應時間之和。2傳統的數字接收

7、機AGC電路由圖1,傳統的數字接收機的前后兩級AGC電路均為反饋結構,每級AGC電路均由變增益放大器(AGC1電路為模擬變增益放大器,AGC2電路為數字式放大器、功率檢波器(AGC1電路為對數功率檢波器,AGC2電路為線性功率檢波器、環路濾波器(低通濾波器構成,如圖2所示46。以AGC1電路為例,對數功率檢波器實現對變增益放大 圖2 傳統的AGC電路結構2026 電 子 與 信 息 學 報 第30卷 器輸出信號功率1110log (s P k N T 的計算,其中s T 為采樣間隔,1N 為響應時間(響應時間定義為從AGC 電路起控到信號電平收斂到期望電平1dB 附近所需時間,包含上升時間1r

8、 t 或下降時間1f t 內的采樣點數目(這里假設11r f t t =,k 為增益調整次數(1,2,k =57。考慮到要在上升或下降時間內使信號幅度增加或降低至門限電平附近,若110log (P k 1110log s t N T P ,則在上升時間1r t 內的理論增益調整量1(G k (用dB 表示為1111(log (10(log t s G k P P kN T =(1同樣,若11110log (10log s t P kN T P ,在下降時間1f t 內的理論增益調整量2(G k 為 2111(log (10(log s t G k P kN T P = (2其中110log t

9、 P 為門限功率值。 由于數字處理的有限字長效應導致的功率檢波器對數功率值1110log (s P kN T 的計算誤差、增益調整量1(G k 或2(G k 的計算誤差以及環路熱噪聲,A/D 轉換器的量化噪聲均會在不同程度上影響到AGC 電路的控制精度7,8。通過合理設計量化字長,A/D 轉換器的量化噪聲對AGC 電路控制精度的影響可忽略不計。因此,傳統級聯結構AGC 電路的增益控制精度主要由熱噪聲誤差、功率值計算誤差和增益調整量計算誤差決定。令1(g k 和2(g k 分別表示AGC1電路和AGC2電路在k 時刻的控制增益(用dB 表示,由上面的分析有111(g k G k G k =+ (

10、3222(g k G k G k =+ (4其中1(G k 和2(G k 分別是AGC1電路和AGC2電路的理論(期望控制增益,均為常量;1(G k 和2(G k 分別是AGC1電路和AGC2電路的增益控制誤差。因此,傳統的AGC 電路在k 時刻的聯合控制增益(g k (用dB 表示為12121212(g k g k g k G k G k G k G k G k G k G k =+=+=+ (5其中(G k 為AGC 電路在k 時刻的理論(期望控制增益,12(G k G k G k =+。故由式(5可知,傳統的AGC 電路的總增益誤差是前后兩級AGC 電路的增益誤差之和。另外,由于采用負反

11、饋級聯控制,AGC1電路在規定的上升時間1r t 或下降時間1f t 內完成對接收信號的增益調整后,AGC2電路需要再歷經上升時間2r t 或下降時間2f t 才能完成對AGC1電路已控信號的數字式放大,即傳統的AGC 電路增益調整的上升時間r t ,下降時間f t 為12r r r t t t =+, 12f f f t t t =+ (63 一種新的數字接收機AGC 電路3.1 新的AGC 電路原理對圖2所示的傳統的數字接收機AGC 電路進行分析可知:AGC1電路通過計算A/D 轉換后的信號功率并利用負反饋結構實現對變增益放大器增益的調節;與此類似,AGC2電路通過計算解調后信號的功率并利

12、用負反饋結構實現對數字式放大器增益的調節9,10。考慮到AGC2電路的輸入量是經AGC1電路調整后的值,該輸入量對噪聲起伏不再敏感,故AGC2電路可直接利用AGC1電路低通濾波器的輸出結果,即復用AGC1電路的對數功率檢波器和低通濾波器,以實現對后級數字式放大器的前饋控制。基于上述原理,新的AGC 電路結構如圖3所示。圖3 新的AGC 電路結構與圖2所示的傳統的AGC 電路相比,新的AGC 電路將原AGC 電路中后級AGC 電路的反饋控制改為前饋控制,增加了增益分配單元用于前后級AGC 電路間的增益分配,并且將數字式放大改至解調處理之前進行。由于數字式放大器為線性放大器,因此前饋環路中增益分配

13、單元的輸出需要通過反對數運算轉換為線性增益控制量。圖3所示的新AGC 電路的前、后級增益控制量均以統一的增益分配單元提供的增益調整值為參考,由前述分析,其后級AGC 電路在k 時刻的控制增益2(g k (用dB 表示為212(g k G k g k G k =+ (7由式(7可得新AGC 電路在k 時刻的聯合控制增益(g k (用dB 表示為121122(g k g k g k g k G k g k G k G k G k =+=+=+ (8故新的AGC 電路的增益控制誤差僅取決于后級AGC 電路的增益控制誤差。同時,由于前后兩級AGC 電路可以同步地進行調節,故新的AGC 電路的總響應時間

14、取決于前后兩級AGC 電路響應時間的大值,即12max(,r r r t t t = 或 12max(,f f f t t t = (9 3.2 新的AGC 電路增益的計算機仿真圖4(a4(d分別給出了不同的信噪比條件下,由計算機仿真得到的傳統的AGC 電路和新的AGC 電路的增益隨時間的變化曲線。仿真所采用的中頻輸入信號功率范圍為-110dBm 10dBm ,信噪比設定為10dB 和0dB 兩組。對于每一組信噪比條件各做了500次的增益上升模擬和500次的第8期 崔嵬等:一種新的數字接收機AGC電路 2027 圖4 不同信噪比條件下的AGC增益調節過程增益下降模擬實驗。取500次實驗樣本的平

15、均值,得到圖4(a4(d。其中,圖4(a4(b表示增益上升調節過程;圖4(c4(d表示增益下降調節過程。考慮到計算機模擬盡可能真實地逼近于硬件電路的實際工作過程,仿真中所采用的信號處理流程包括量化字長的選取與實際的硬件電路完全一致。圖中的縱坐標表示AGC電路的總的鏈路增益,橫坐標表示AGC電路的總響應時間,理想的AGC曲線表示在不考慮由各種因素導致的增益控制誤差和計算延遲情況下AGC曲線的理論值。表1給出了不同的仿真條件下,傳統的AGC電路和新的AGC電路的控制精度(AGC穩定后信號電平的均方差、響應時間的仿真結果對比。從表1可以看出,在不同的信噪比條件下,新的AGC電路的控制精度均優于傳統的

16、AGC電路的控制精度。另一方面,相對于傳統的AGC電路而言,新的AGC電路的增益控制曲線能夠以更快的速度收斂于理想的AGC曲線,這進一步驗證了本文提出的AGC電路的有效性。4實驗結果與分析本文設計了1套可同時接收4路短波信號的短波數字接收機,該數字接收機采用中頻采樣、數字正交解調技術進行短波信號的接收處理,采用FPGA實現中頻信號的數字下變表1兩種AGC電路的仿真結果比較傳統的AGC 新的AGC信噪比(dB 響應時間(ms 控制精度(dB響應時間(ms控制精度(dB10 996 0.82 501 0.42 增益上升0 998 1.02 503 0.6210 994 0.81 499 0.43

17、增益下降0 999 1.03 505 0.65 頻、自動增益控制及解調等接收處理功能。在該數字接收機的FPGA設計平臺上,分別設計并實現了兩種不同的AGC 電路結構(傳統的AGC電路和新的電路,用于完成對接收信號的增益控制,并通過實驗驗證比較兩種AGC電路的性能優劣。利用短波信號源HARRIS RF-1310A模擬產生帶寬為3kHz、動態范圍為-110dBm10dBm的語音信號,并采用頻譜分析儀E4403B分別對兩種AGC電路的增益控制范圍、輸出信號功率進行測試,測試結果如表2所示。表2兩種AGC電路實現自動增益控制比較帶內信噪比(dB輸出信號功率(dBm 輸入信號功率(dBmAGC1增益分配

18、(dBAGC2增益分配(dB 傳統電路新電路傳統電路新電路-110 70 50 10.810.310.1 9.6-100 70 40 21.621.49.3 9.7-90 70 30 31.331.69.2 9.8-80 70 20 41.741.89.5 9.9-70 70 10 51.851.610.0 10.0-60 70 0 61.561.59.8 9.8-50 60 0 61.361.69.6 9.9-40 50 0 61.461.59.7 9.9-30 40 0 61.761.79.5 9.9-20 30 0 61.861.69.4 10.1-10 20 0 61.561.59.9

19、 9.90 10 061.661.69.6 9.910 0 061.561.79.5 10.1從表2可以看出,當采用傳統的AGC電路進行增益控制,輸入信號在120dB范圍變化時,輸出信號變化范圍達到0.9dB;而采用新的AGC電路后輸出功率變化可小至0.5dB。測試結果與仿真結果基本一致。如前述分析,由于新的AGC 電路前后兩級電路的相關性,前級AGC電路的增益控制誤差能夠被后級AGC電路有效地抵消,故新的AGC電路能夠達到更高的增益控制精度。5 結論本文提出了一種新的數字接收機AGC電路結構,將傳統的級連結構AGC電路中后級AGC電路的反饋控制改為前饋控制,前后兩級AGC電路共用一套功率檢波

20、器和環路濾波器。仿真和實測結果均驗證了與傳統的AGC電路相比,本文提出的新的AGC電路顯著提高了增益控制精度,并減少了響應時間。參考文獻1Jeon O, Fox R M, and Myers B A. Analog AGC circuitry fora CMOS WLAN receiver. IEEE Journal of Solid-StateCircuits, 2006, 41(10: 2291-2300.2028 電子與信息學報第30卷2劉世剛, 葛臨東, 袁偉. 一種短波數字接收機模擬前端設計方案. 微計算機信息, 2005, 21(11: 148-150.Liu S G, Ge L

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