1、本科畢業論文（設計）題 目高效率d類音頻功率放大器的設計作者學院信息科學與工程學院專業電子信息工程學號指導教師二 年 五 月 十 日誠信聲明本人聲明：所呈交的本科畢業論文（設計），是本人在指導老師的指導下，獨立開展工作所取得的成果，成果不存在知識產權爭議，除文中已經注明引用的內容外，本論文不含任何其他個人或集體已經發表或創作過的作品成果。對本文工作做出重要貢獻的個人和集體均已在文中以明確方式標明。本人完全意識到本聲明的法律結果由本人承擔。 本科畢業論文（設計）作者簽名： 二 年 五 月 十 日摘 要隨著信息化時代的到來，以功放電路為設計核心的電子產品漸漸地走進人們的生活，耳機、音響等音頻功放類

2、電子產品被現代人所迅速的接納和青睞，隨之音頻功率放大器得到了快速的發展。本設計為高效率d類音頻功率放大器。設計主要包括四個部分：前置增益放大電路、三角波產生電路、信號轉換電路和顯示電路。在輸出信號無失真的情況下測量，3db通頻帶為3003400hz，最大不失真功率達到150mw，在此情況下測量的功率放大器效率明顯大于60%。設計中采用了高效率的d類功放為設計核心，以d類功放最新成果為設計思想，并配置5v便攜式電源供電，完全符合產品市場化與用戶需求。關鍵詞：通頻帶；最大不失真功率；d類功率放大器；效率abstractwith the advent of the information age t

3、o the core of the amplifier circuit design of electronic products gradually into peoples lives, headphones, audio and other audio amplifier electronics are modern and favor the rapid acceptance, along with an audio amplifier to get rapid development.the system is designed is a high efficient class-d

4、 audio power amplifer.design includes for parts: pre-gain amplifier circuit ,the triangular wave generating circuit,signal conversion circuit and display circuit.in the case of the output signal without distortion measure,3db passband of 3003400hz,the maximum distortion power of 150mw,the effciency

5、measured in this case significantly greater than 60%.design uses a high-efficiency class d amplifier design core to the latest results for the class d amplifier design ideas and configure 5v portable power supply products in full compliance with the market and customer needs.keywords:passband; class

6、 d power amplifier; maximum power without distortion; efficiency目 錄誠信聲明i摘 要iiabstractiii第一章 前 言1 1.1 設計背景1 1.2 音頻功放的概述1 1.3 音頻功放的分類2第二章 方案論證與比較42.1 高效率功率放大器42.1.1 功率放大器的選擇42.1.2 功放核心實現電路的選擇42.2 信號變換電路62.3 功率測量電路6第三章 各模塊電路原理分析與計算83.1 調制電路83.2 高速開關橋式電路83.3 三角波產生電路93.4 驅動電路103.5 低通濾波器模塊電路113.6 信號變換模塊電路

7、113.7 整體電路性能仿真12第四章 系統仿真測試及數據分析.144.1 測試儀器144.2 測試結果144.3 結果分析154.4 改進措施16第五章 電路調試.17 5.1 不通電檢查.17 5.2 通電檢查.175.3 測試與調整175.4 整機聯調18第六章 設計總結與心得196.1 設計總結196.1.1 原理圖設計總結196.1.2 電路安裝過程總結196.1.3 單元電路調試總結196.1.4 pcb設計總結196.1.5 整機調試總結196.2 設計心得20參考文獻.21致謝.22附錄a：pcb布線圖.23附錄b：元器件清單.24第一章 前 言1.1 設計背景隨著信息化時代的

8、到來，以功放電路為設計核心的電子產品漸漸地走進人們的生活，耳機、音響等音頻功放類電子產品被現代人所迅速的接納和青睞，隨之音頻功率放大器得到了快速的發展。在過去十多年的功放發展進程中，根據電路的組成、器件的變化和信號輸入輸出方式的改變可以將其劃分為以下幾個大的發展階段：電路從使用單管發展成如今流行的多管；所用的電子元器件從獨立電子管進化為如今的集成電路；信號輸出形式從變壓器優化到btl、otc等高效率輸出形式。其原理實現表現為模擬功放的工作過程，由于它有體積偏大、效率太低等明顯缺點，與音頻功率放大高效、節能和小型化的發展趨勢相矛盾，于是d類音頻功率放大器的研究與開發得到了人們的重視和快速發展，并

9、很快取得了突破性進展。我在此次的畢業設計中采用了高效率的d類功放為設計核心，以d類功放最新成果為設計思想，并配置5v便攜式電源供電，完全符合產品市場化與用戶需求1。1.2 音頻功放的概述功率放大器從狹義上來定義就是按需求放大電路的輸出級，來達到驅動執行機構的目的。如耳機的發聲、音響的發聲、儀器儀表指針的偏轉等。在低頻放大電路中必須采用低頻功率放大器獲得滿足條件的輸出功率。同理在高頻電路中為了獲得足夠大的高頻輸出，就要采用高頻功率放大器。此設計研究的核心是d類音頻功放，主要需要涉及的指標或參數有：輸出功率p0、放大器效率n、總諧波失真thd、電源抑制比ps。下面對其一一進行分析：輸出功率p0：因

10、為在設計中電源模塊的功放管的極限參數如icm、pcm等因素的限制，功率放大器就要輸出足夠大的功率p0，這樣才能讓電路各模塊及負載正常工作，所以輸出最大功率p0也將會受到限制。放大器效率n：放大器的效率顧名思義就是功放的輸出信號功率p0與直流電源供給功放的功率pe之比，即n=(p0/pe)*100%?？傊C波失真：總諧波失真是指輸出信號與輸入信號多出的額外諧波成分之比，當然必須滿足一個前提，即用信號源作為輸入。電源抑制比：該參數是指電源電壓的偏差耦合與輸出信號上的比值，此信號為模擬電路的輸出信號。一般來說，電源抑制比越大，音頻功放輸出的音質就越好。功放的主要參數指標為輸出功率和效率，輸出功率的大小

11、和功放的效率值越高，功放的性能越好。然而輸出功率與功放的效率值不能兼顧，是設計中需要解決的矛盾。具體來講，低頻功放的特點是工作效率低，相對頻帶寬度較寬。相反，高頻功放的工作頻率高，相對頻帶寬度窄，相對頻寬只有中心頻率的10%左右。由于高低頻電路存在如此明顯的差別，導致各自的工作狀態與負載回路也大不相同。其中，高頻功放除了上述說的兩點參數指標外，在設計中也需要注意諧波分量不能太大，否則會對其它輸出波形的分量造成不必要的干擾。國際標準中對所有設計的功放和廣播電臺的諧波輻射有幾個基本要求：對電臺功率來說，不論輸出功率有多大，在靠近電臺的位置2000m范圍內的諧波分量的場強不能大于70uv/m。所以，

12、通過計算只有諧波不大于35mw的前提下才滿足設計要求，否則就會對其他頻道產生明顯干擾；一般我們生活中所使用的廣播屬于中波傳輸，不論距離發射源多遠，必須滿足各諧波場強與基波場強之比依次不能大于0.2%。基于以上規定和限制，現在的廣播信號都已經降到了55db以下2。綜上所述，要想設計出高效率的音頻功率放大器，必須妥善的解決功放的效率值和輸出功率的設計矛盾，給功率放大器選擇合適的工作狀態是解決這一矛盾的主要方法，不同的工作狀態決定了不同的功放效率，也由此將功放分為了下面將要介紹的幾大類。1.3 音頻功放的分類功放的分類：傳統的功率放大器主要有a類(甲類)、b類(乙類)、ab(甲乙類)和d類(丁類)功

13、放。眾所周知，放大器工作時參數中通有電流流通角，不同的電流流通角可以區分不同的工作狀態，對應為不同種類的放大器為甲類、乙類和丙類功放。甲類功放的電流流通角為360，晶體管在整個周期內均處于放大區，所以輸出信號的失真很小，常用于小信號的放大。這類功放的缺點是效率很低，理想情況下的效率值才50%左右，且輸出信號的動態范圍小，不適合大多數產品的推廣和使用。乙類功放的電流流通角為180，晶體管在一個周期內有一半時間處于放大區，即輸入信號只在放大區內才導通，其它時間均處于截止狀態。盡管如此，理想狀態下效率仍可達到78%左右，比甲類功放的效率高很多，常運用于大功率器件。此類功放的缺點是存在明顯的非線性失真

14、，會導致噪聲大，干擾輸出信號。丙類功放綜合了前兩種功放的優點，將晶體管的導通時間控制在甲、乙類功放之間，即50%100%，因此兼顧了提高效率和減小失真，實現了比甲類功放效率高，比乙類功放失真小。是目前相對最流行的功放之一。不過由于其工作原理依然和甲類、乙類功放沒有本質區別，也需要采用高精度的adc進行輸入信號的轉換，生產成本高，不利于實現與推廣3。通過上面的分析比較可以看出，傳統的功放，即介紹的前三類功放，其系統設計時主要包括兩個工作過程：1、輸入的數字語音數據到模擬語音信號的轉換，該過程是通過高精度數模轉換器adc來轉換實現的，不僅要求設計時將誤差降到最低，其生產成本也很高；2、利用模擬功放

15、進行輸入信號放大，精度要求也很高，在以前的技術水平很難達到與實現。從上個世紀八十年代開始，許多致力于功放設計的廠家便開始開發自己的數字音頻功放，不再使用傳統的模擬功放，數字功放是直接將輸入的語音數據實現放大而不用進行信號的轉換，這樣不僅節約了成本，更提高了功放的效率，后來經過不斷地發展，便有了此次設計的核心的丁類功放，國際上也稱其為d類高效率功放。本設計的核心是d類功放，d類功放是目前所有功放設計方案中效率最高的。通過查閱相關資料，總結出了d類功放的主要特點：效率高，同時產生的熱量小，可靠性高。耗電量僅為同功率模擬功放的1/3，而且電源實際使用效率高達九成。節約能源，符合環保要求；節能、體積小

16、、重量輕、應用數字化，適應社會發展趨勢；動態特性好。沒有額外的負載反饋，沒有了模擬放大信號源的影響，所以具備了更標準的輸入輸出特征；可以直接接收數字音頻信號源輸出的音頻信號，并用模擬數字信號的方式進行信號放大，體現了功率放大器與數字音源的完美結合；1、失真大。同等條件d類功放的失真比較起其他幾類功放來說，其失真度尤為明顯，在設計中需要采取方法對其抑制；2、對采樣信號的時鐘抖動很敏感。時鐘采樣頻率的細小抖動也會引來明顯的失真。所以在設計過程中必須注意這點，在提高最大不失真功率的同時將失真抑制到最低4。第二章 方案論證與比較根據設計任務書的要求，本系統的組成方框圖如下圖圖2.1所示。下面將按照設計

17、原則對每個模塊的設計方案分別進行詳細的比較與論證。 圖2.1 系統組成方框圖2.1 高效率功率放大器2.1.1 功率放大器的選擇方案一：采用a類、b類、ab類非高效率功率放大器。很明顯從前面的原理介紹可知，這三類功放的效率均達不到本設計要求。方案二：采用d類功率放大器。由于d類功率放大器的工作原理是采用音頻信號的幅度性調制輸入不完整的高頻脈沖的幅度。在理想狀態下，功放管一直工作在高頻狀態，所以通過低通濾波器后的輸出音頻信號具有極高的效率，理論上可達無損耗的100%，實際效率值可以達到85%至95%，所以此方案符合設計要求。2.1.2 功放核心實現電路的選擇本設計的核心就是功放電路的設計，采用什

18、么電路形式來達到題目要求的性能指標，直接關系到設計的成敗與實現的價值。所以在設計中分別對其中的脈寬調制器、高速開關電路、濾波器的選擇、開關管的選擇進行方案論證與比較，為最終的設計確定最佳方案。a.脈寬調制器(pwm)方案一：采用符合條件的脈寬調制器，也就是市場上常見的pwm集成塊，但是pwm集成塊通常有電源電壓的限制，而且精度不高，難以滿足本設計提出的精度要求。方案二：使用集成的三角波產生器和比較器組合電路，其優點是各部分的實現功能簡單明確，而且能靈活實現仿真與調試。而且可以在較低的電壓下工作，所以選擇此方案。具體模塊流程圖如下圖圖2.2所示。圖2.2 脈寬調制器流程圖b.高速開關電路方案一：

19、使用推挽單端輸出方式。設計電路如下圖圖2.3所示，通過計算與測試，電路輸出載波峰峰值遠達不到5v電源電壓，最大輸出功率也達不到設計要求。此方案不可行。 圖2.3 高速開關電路方案二：選用h橋型輸出方式。使用這種方式在理想的情況下，載波的峰峰值最高可達到10v，明顯的提高了輸出功率，經計算，能達到設計要求和參數指標，所以可以選擇這種輸出電路形式。設計電路如下圖圖2.4所示。 圖2.4 h橋型輸出電路c.濾波器的選擇方案一：采用兩個二階低通濾波器。缺點：負載上的電壓得不到有效衰減，輸出信號有噪音干擾，得不到理想的輸出波形。不符合設計要求，故不采用此方案。方案二：采用兩個完全相同的四階低通濾波器。方

20、案二是方案一的改進，在20khz頻帶的條件下使負載上的高頻載波電壓得到明顯衰減，而且噪音明顯減少，達到了設計要求。d.開關管的選擇方案一：選用晶體三極管。晶體三極管雖然能夠提供穩定的放大作用，但是卻有較大的驅動電流的要求，并存在存儲時間過長，開關特性不夠好，導致整個功放的靜態損耗及開關過程中的損耗較大。此方案不符合設計要求。方案二：選用vmosfet管。vmosfet管具有很小的驅動電流以及低導通電阻及良好的開關特性，所以此方案符合設計要求。2.2 信號變換電路根據設計要求，系統采用的輸出方式為浮動輸出，所以需要信號變換電路具有雙端變單端的功能，而且增益最好為1。方案一：采用數據集成放大器組成

21、變換電路。優點：精度高；缺點：價格貴，不符合經濟的設計開發理念。方案二：采用差動式減法電路。減法電路是由簡單的單運放組成，由于其電路的設計功放要求輸出具有很強的帶負載能力，所以對變換電路的輸入阻抗不高，符合本次設計要求。故采用此方案。2.3 功率測量電路方案一：用a/d轉換器采樣音頻輸出的有效值，也就是采樣電壓瞬時值，計算出平均有效功率，原理框圖如下圖圖2.5所示。此方案的缺點是算法過于復雜，軟件采樣點多，工作量大。故不采用此方案。圖2.5 a/d采樣法功率測量流程圖方案二：采用真有效值變換法?？紤]到所設計的電路圖，功放輸出信號不是單一的頻率，所以必須采用真有效值變換值電路。原理框圖如下圖圖2

22、.6所示。這個方案需要采用真有效值轉換芯片，進而計算出音頻信號電壓的有效值，然后用a/d轉換器采樣該有效值，用單片機很容易便采樣計算出平均功率。相比方案一很明顯工作量小，速度快而且精度高。圖2.6 真有效值變換功率測量流程圖第三章 各模塊電路原理分析與計算3.1 調制電路pwm調制電路是建立在每一個特定時間間隔能量類似于正弦波所包含能量的概念上發展優化而來的一種脈寬調制法，即三角波調制法。為了在整個電路的輸入端得到盡量接近于正弦波的脈寬調制波形，可以直接把正弦波在任意一個周期內在時間上劃分成n等份，這樣每一份脈寬都是2/n?？梢苑謩e由此計算出在每個時間間隔中正弦波所包含的面積，在前面每個特定的

23、時間間隔中，都可以用一個脈寬波形與之對應的正弦波所包含的的面積成比例或者相等，可是其脈沖幅度都近似等于um的矩形電壓脈沖代替的那部分正弦波模塊，這樣的n個不相等的寬度的脈沖就會組成一個和正弦波等效果的調制波形。我假設輸入信號的正弦波幅值為um，其等效波形的幅值為um，則每個等效矩形脈沖波寬度l為： l = 2um/um*sin*sin(/n) (3.1)注：=(2i/n) - (/n)，i = 1,2,3,. ,n由于計算過程與分析太過復雜，便不一一在此贅述。從上述表達式可分析出：在n大于20的前提下，當載波比n固定時，脈沖寬度與分段中心角的正弦值成正比關系，輸出端產生的矩形脈沖的寬度等于正弦

24、波的幅值和三角波的幅值之比。所以，其基波和諧波的各個幅值表達式如式(3.2)所示： (3.2)從上式可以很容易得出結論：脈沖寬度i和調幅比um/um有關，但是基波幅值uml和諧波幅值umn又與脈沖寬度i有關5。3.2 高速開關橋式電路高速開關橋式電路原理圖如下圖圖3.1所示。有原理圖可知，由于整個電路工作在開關狀態，所以輸出管的功率損耗極低，而且做功功率可以達到很高。經此開關電路調制后的信號從in1和in2輸入，q1q4為前級驅動電路，為了得到較大的驅動電壓，在此我選擇了9012、9013對管，經測試完全可以驅動vmos管和irf540。vmos管的優點是不僅開關速率極高，而且抗干擾能力強，開

25、啟電壓高。經調制后的信號見下圖圖3.2.2所示。當輸入電壓為負時，vout1占空比小于50%，vout2占空比不僅略大于50%，而且其脈沖寬度隨負音頻電壓的有效值的增大而變寬。當輸入電壓為空時，vout1和vout2占空比相等，都為50%，所以此時無電流通過。圖3.1 高速開關橋式電路圖3.2 調制電路3.3 三角波產生電路三角波產生電路采用精密電壓比較器lm311和滿幅運放tlc4502產生輸入信號，既能保證可以產生良好的線性三角波信號輸入，也可以達到設計要求的拓展部分中對功放在低電壓下也能正常工作的要求。其次載波頻率的設定除了要考慮抽樣定理以外，也要考慮電路功能的實現。通過計算，選擇四階b

26、utterworth lc濾波器進行設計，并且選用頻率為160khz的載波，可使輸出端對載波頻率的衰減達到設計要求，所以我選擇在設計中將載波頻率設為160khz。下面是三角波電路設計中一些電路參數的計算：在設定電源電壓為5v的情況下，將比較器的3腳與運算放大器的5腳相連，同時為了穩定的輸出和方便計算，設定r8為2.5v，設輸出的對稱三角波幅度為1v，vp-p=2v。選定r10為100k，并且忽略不計比較器在高電平時電阻的壓降，則有r9的求解過程如下所示： ； (3.3)經過計算，除去小部分壓降損耗，取r9為39k。在理論值計算時選定的穩定工作頻率為f=160khz，設定r6+r7=19k，電容

27、恒流放電或是充電穩定電流為： (3.4)則電容兩端的最大電壓值可設定為： (3.5)上述表達式中，vc4的最大值為2v，t1為半周期，很容易有： (3.6)在上式(3.6)中，取c4=220pf，r7=10k，r6為20k可調電位器，目的是讓其振蕩頻率f在150khz有較大的調節范圍。3.4 驅動電路根據設計需要和前面開關電路的設計原理可知，開關電路中的功率開關管相比輸入電路具有非常大的功率，所以需要在比較器的后端加入驅動電路。對此模塊我的設計思路大致是這樣的：首先驅動電路必須具有足夠的驅動能力，才能為開關管電容進行快速的充放電，從而達到功率開關管的目的。在實際使用和生產過程中，當n、p型的功

28、率開關管出現同時開啟的不正常狀況時，會導致電源通過串聯的兩個開關管直接短路而且不會經過負載。這是因為由于比較器輸出pwm的脈沖信號前后沿會出現不同程度的偏差以及開關管柵極電容和溝道存儲電荷的存在，這種情況會非常危險，這就相當于于在兩個管子上形成vdd大小的電源電壓，此開關管的電阻非常小，加之電壓相對比較大，短路時流過開關管的電流就會很大，一般會造成能量的無效耗損，而且嚴重的情況下會很容易燒毀功率管。為了避免此等情況的發生，因此也有必要通過驅動電路在輸出脈沖信號中加入一小段死區時間，即在該段時間內，n、p型開關管會同時關斷7。通過對實際電路的設計與仿真分析后，發現驅動電路引入的死區時間會有明顯影

29、響d類音頻功放的諧波失真的情況，而且隨著死區時間的增加，諧波失真的問題就會更嚴重。所以在實際電路設計中，對死區時間長短的設置要仔細，既要保證不會造成能量過多的無效耗損，也要盡量縮短死區時間，以改善d類音頻功放的最大不失真效率。經過分析，符合本設計的要求條件的驅動電路必須要具備以下兩種功能：一是要具備電路保護的功能，當整個功放電路輸出出現過流或者是過溫等緊急情況時，要能安全的封鎖兩路脈沖信號的輸出，以達到保護系統的功能，二是能夠在兩路輸出脈沖波之間形成合適的死區時間。該驅動電路包含了上下兩路電路。其中，輸入信號為輸出的pwm脈沖信號，pwm1用來驅動n型功率開關管，pwm2用來驅動p型功率開關管

30、。en為高電平有效的使能控制模塊的輸出信號，默認值為低電平。當整個電路出現過流過溫等突發情況時，en輸出高電平，從而斷開全橋功率開關電路。該驅動電路的工作原理：當pwm信號從低電平變化為高電平時，首先是pwm1變為低電平，斷開nmos開關管，然后才是pwm2再變為低電平，打開pmos開關管，進入正常工作狀態；反之當pwm從高電平變化為低電平時，首先是pwm2先變為低電平，關閉nmos開關功率管，然后才是pwm1變為低電平，開啟pmos開關功率管。在實時測量設計中，根據需要通過改變電容c1、c2的值、m1m6的尺寸以及反相器u5、u6、u9的參數以達到調整死區時間長短的目的。3.5 低通濾波器模

31、塊電路低通濾波模塊電路圖如下圖圖3.3所示。四個場效應管同時驅動電流進入感性負載，將其分成兩組，成對輪流導通，其中一對導通時另外一對就必然截止。在設計中我使用了兩個完全相同的四階butterworth 濾波器，利用butterworth 濾波器高頻衰減快的特點，能夠避免兩對場效應管處于同時截止或是導通狀態，電路的設計保證了任何一對場效應管的截止不會和另外一對的導通時間相重疊，受調制后輸出的方波能夠使開關管盡可能快的改變現有狀態，大大縮短了其工作在線性工作區的時間，使效率得到明顯提高。通過軟件仿真與理論值的計算，最后確定c1=1uf，c2=0.48uf，l1=22uh，l2=47uh。圖3.3

32、低通濾波器模塊電路3.6 信號變換模塊電路信號變換模塊電路圖如下圖圖3.5所示。根據設計需要的要求此模塊電路將雙端轉換為單端輸出，所以采用運放op07就可以滿足20k的帶寬要求。r1=r2=r3=r4=22k，r5=796即可，令增益為1。由于此模塊的工作原理比較簡單，便不在此贅述。 圖3.5 信號變換模塊電路3.7 整體電路性能仿真最后，對整體電路進行分析。首先是對系統的瞬態輸入分析，在這個設計中是采用了一個正弦波信號進行模擬輸入仿真，在仿真時選用d類音頻功放的輸入vinn幅值是0.5v、頻率為1khz的正弦波信號，vinp為1v，增益為12db的直流信號，其中負載值為8ohm。其具體設計完

33、成后的整個原理圖如下圖圖3.6所示。 圖3.6 d類功率放大器整體設計原理圖考慮到此設計電路是由數模混合組成的電路，將其設計成實物時就需要把數字電路和模擬電路集成到同一塊芯片上，為了使數字電路產生的開關噪聲通過可能的各種途徑對模擬電路的不良影響降低到最小，所以設計過程中需要采取有效的隔離措施。設計中我將電路中的模擬地和數字地分隔開，并將模擬區域與數字區域用隔離環相隔開，使其保持足夠的距離。其次對于敏感的模擬信號進行信號屏蔽，防止受到周圍環境或其它信號的干擾，對于一些敏感的輸入信號不僅要注意避免周邊環境的干擾還要盡可能的注意匹配相應的輸出信號端口，所以都要進行屏蔽。對于一些不穩定或是頻繁變化的數

34、字信號，在布線區域內將其隔開，防止干擾周圍的有用信號。同時需要注意的是在沒有器件的位置和走線比較稀疏的地方多打接觸孔，并且與地連接。這樣做的好處是減少干擾的同時手機電路中的噪聲電流，起到穩定襯底電位的作用。由上述的分析可以看到電路布局的合理性與最終的實驗結果有著密不可分的聯系，只有合理的布局才會將系統干擾與測試誤差降至最低。考慮到實際板子的大小和元器件的大小和數量，本設計的最終整體模塊布局如下圖3.7所示。 圖3.7 d類音頻功率放大器整體模塊布局第四章 系統仿真測試及數據分析4.1 測試儀器測試儀器及型號如下：wd990穩壓電源 e51/l仿真機v-1065a 示波器 jh811 晶體管毫伏

35、表vc201型數字式萬用表 sg1643型函數信號發生器windows xp系統 pc機 (128m內存)4.2 測試及仿真結果1、3db通頻帶的測量結果如下表1：表1 通頻帶測量數據f/hz30060090010002000250030003400100mv1.00v1.01v0.97v0.97v0.91v0.80v0.71v0.63v200mv2.01v2.10v1.94v1.90v1.88v1.66v1.39v1.11v 2、 最大不失真功率測量結果如下表2：表2 最大不失真功率測量數據 f300hz600hz900hz1000hz2000hz2500hz3000hz3400hzvop-

36、p8.12v8.13v8.11v8.08v7.59v7.13v7.01v6.19v pmax1.05w1.07w1.04w1.02w0.98w0.89w0.81w0.64w 3、 功率放大器效率測量的測量結果如下表3：表3 功放效率測量數據p0100mw200mw500mw1000mwvop-p1.98v3.55v6.17v8.01vi47ma61ma154ma261man59%62%68%72%4、電壓放大倍數的測量增益變化范圍為022。5、低頻噪聲電壓的測量值等于8.9mv。6、pwm模塊仿真結果如下圖圖4.1所示。 圖4.1 脈寬調制模塊仿真電路圖7、 低通濾波模塊仿真結果如下圖圖4.2

37、所示。 圖4.2 低通濾波模塊仿真電路圖4.3 結果分析1.從上述測試數據可以看到，功放效率和最大不失真效率與理論值還是存在一定的偏差。經過數據分析，我認為產生誤差主要有以下幾個大的方面：由4個電感產生的直流電阻引起的低通濾波模塊的損耗；功放電路存在一定的靜態損耗，其中包括音頻前置放大電路、輸出驅動電路、pwm調制器；功放輸出電路的損耗對效率和最大不失真輸出功率也均會產生誤差。另外，h橋的互補激勵脈沖達不到理論上的同步，便會產生功率損耗。2.功率測量值存在較明顯的誤差，這里除了1:1變換電路引起的誤差外，a/d轉換器也會帶來一定的誤差。盡管在理論上設計的電路精度已經很高很精確，但是每一個操作流

38、程和設計都會帶來誤差，而且不可避免，只能努力使其降低對實驗結果分析的影響。此外，測量儀器本身也會帶來一定的誤差。3.從表2中得到的測量數據可得在3db通頻帶為3003400hz的前提下，pmax最小取值也為0.64w，即640mw，滿足設計條件：最大不失真輸出功率大于100mw。4.從測試結果4可以看到滿足設計條件：輸入阻抗大于10k，電壓放大倍數120連續可調(022)。5.從表3中得到的測量數據可看出雖然在p0等于100mw時效率僅為59%，但是當p0大于100mw時效率大于60%。滿足設計條件：在最大不失真輸出功率大于100mw時測量的功率放大器效率大于60% 。6.從測試結果4可以看到

39、滿足設計條件：在輸入端對地交流短路時測量的前提下，低頻噪聲電壓(20khz以下)小于10mv，并且電壓放大倍數為10。4.4 改進措施總結以上仿真和測試中出現的不足與缺陷，并結合到實際中可能出現的問題，在后續的設計和完善中，我們可以從以下幾個方面對設計加以改進：1、設法減小電路中功率的損耗，其中又包括動態損耗和靜態損耗。具體到每個模塊實際的改動，可以減小運放和比較器的靜態功耗、進一步減小低通濾波器模塊里電感的直流電阻、選用導通電阻更小的vmosfet管等等。2、數字電路和模擬電路完全分開，且分別供電，并在各部分加上隔離環，以減小相互的影響。3、充分考慮各器件的匹配性，尤其是模擬電路中器件的分布

40、。4、電阻、電容上少走線或不走線，以減少電流信號的干擾。 第五章 電路調試 整個音頻功放設計在通過仿真與測量后，接下來就需要進行電路調試。只有通過了正確的系統調試才能讓各模塊電路穩定正常工作。在本次設計中我所用到的具體的調試方法主要有：通電檢查、測試與調整、不通電檢查、整機聯調。下面對其做具體介紹。5.1 不通電檢查 電路連線完成后，首先要檢查連線是否正確，是否和原理圖上的連線完全一樣。包括多線、少線、錯線的檢查。導致這些問題的一般操作是由于在焊接時看錯引腳或是在修改時忘了修改先前的線所造成的。這些是在操作過程中很常見的問題，而且在檢查錯誤時又不容易發現，所以在連接線時一定要小心操作，對此，我

41、在插線時是嚴格按照原理圖逐一檢查的連線，或者是按照實際的pcb連線版圖檢查每個元器件的引腳連線是否有誤。當然，無論按照什么規則檢查錯誤，都要注意將已經檢查的線路標記區分出來。此外，其它的排錯操作也要進行，如測量電源端和接地端的電阻阻值，檢查接地端與電源電路是否有短接的情況等等。5.2 通電檢查 通電之前再整體檢查一下電路有無其它異常情況。如無問題接通電源，通電后仔細觀察電路是否有不正常的現象，比如電路內部有無異常聲響、電路有無冒煙、芯片或元件有無發燙的情況、是否聞到異味、電源是否短路等等。其中特別要注意的是用手觸摸元件或芯片時一定不能接觸其引腳及其它導電部位，防止人體的靜電對芯片或元件造成損害

42、或對電路產生不良影響，只能觸摸元件和芯片的塑膠外殼等其它不導電部分。通電后電路如果出現異?，F象應當馬上關掉電源，根據不同的現象判斷故障出現的位置及原因，待故障排除后即可重新接入通電，以保證電路能正常工作。5.3 測試與調整測試階段是在整個電路組裝完成后對其電路參數以及工作狀態進行測量。調整階段就是指在測試的基礎上對電路參數進行合理修正，以保證電路正常工作且誤差在可控范圍內。本次設計在電路組裝階段我采用的是一邊安裝一邊調試的方法，也就是把整個電路分模塊進行安裝調試。其中又包括靜態調試和動態調試兩個方案。1. 靜態調試 靜態調試是指在沒有外界信號輸入的前提下測試電路中各個點的電位情況。比如以前學習

43、模電時測量電路中的靜態工作點時就用到了這個方法。把測出的數據與原設計值對比，如果超出了設計允許范圍，則要分析其出現的原因并進行電路修改。2. 動態調試 動態調試的原理是利用電路上級的輸出信號作為下級的輸入信號。主要包括信號的幅值、相位的關系、波形的形狀、放大倍數、頻率及輸出的動態范圍等等。雖然模擬電路的原理分析比較復雜抽象，但是只要器件選擇合適，直流的工作狀態正常，邏輯關系就不會有太大的問題。數字電路的調試相對模擬電路來說，由于集成度比較高所以調試的工作量一般不太大，主要來講只有兩個方面，即測試電平轉換的效率以及測試電路的工作速度，需要注意的是在測試電平轉換效率的時候要取有效電平進行測量和計算

44、6。5.4 整機聯調在將各個分立模塊調試完成后，需要將個模塊的電路連接起來，觀察整體電路的動態現象，并將各個相關的測量儀器設備接入電路中相應的位置，將其測量結果一一與設計指標比較，找出其問題，做進一步修改與完善，直到完全符合設計要求為止。注意在調試過程中要以客觀數據為依據，不能單憑感覺和印象作為調試結果。第六章 設計總結與心得6.1 設計總結6.1.1 原理圖設計總結設計初期，在剛開始設計原理圖時可能會感到很棘手，不知道選擇什么芯片，不知道哪種電路設計思路更加容易實現。這時候我們可以參考一下現有類似產品的設計原理。原理圖設計可以有這種“拿來主義”的精神。因為現在的我們并沒有很好的理論知識，也沒

45、有很多的設計項目經驗?，F在所有的芯片廠家都會為用戶提供典型的參考設計原理圖，所以我們要學會利用這些資源。在學習和了解了這些參考設計原理圖后，我們可以根據自己的理解適當做一些發揮和創新。這樣，屬于我們自己設計的電路圖就完成了。6.1.2 電路安裝過程總結當我們確立好設計思路以及選定了電路主芯片后，那么關鍵就在于外圍電路的設計，主要包括電源電路與幾大功能模塊電路的互連以及與外圍設備的鏈接了。在安裝電路之前要認真檢查畫好的項目接線圖。如果圖紙上有錯誤，那么無論如何也安裝不出正確的電路了。在實物焊接前要做好焊接準備工作，如先將工具和元器件準備好并檢查元器件是否完好無損。在實際焊接操作中我們要遵循優先焊

46、接小元件的準則，因為這樣既可以提升我們焊接的速度又能夠更加方便進行焊接的操作，節約焊接時間，提升焊接效果。6.1.3 單元電路調試總結在準備調試單元電路之前一定要做相應的檢查，比如檢查單元電路在焊接過程中有沒有短路和管腳搭錫而連在一起的情況，檢查元器件位置是否擺放妥當，另外也要用萬用表逐個檢查電源和地模塊是否存在短路等等。6.1.4 pcb設計總結pcb設計中要做到目的明確，布線規范，布局合理，便于生產。布線時對于十分重要或敏感的信號線要注意布線的長度和周圍的環境。對于對整體電路有明顯影響的信號線也要放在的較高的布線優先級別。在本設計電路中，重要的部分有：電源線的分割和控制線的布局等等。6.1

47、.5 整機調試總結整機調試指的是先調試各個分立模塊，在每個分立模塊的功能都準確無誤地實現后再對整個項目進行相關功能測試的過程。就此次設計項目而言，音頻功放的主要性能指標有輸出功率、輸出阻抗、阻尼系數、頻率響應、失真度、信噪比等等。由于不同的廠家測量的方法以及生產的產品不一樣，所以輸出功率出現了一些不太相同的叫法。比如音樂輸出功率，最大輸出功率，額定輸出功率，峰值輸出功率。雖然在命名上看似有所區別，不過意義都是大同小異。比如：峰值功率是指在最大不失真的情況下功放所能輸出的最大功率；額定輸出功率則是指當諧波失真度為15%左右時的平均輸出功率，在本設計中被稱作最大有用功率。6.2 設計心得至此，本次

48、畢業設計的主要設計流程便基本完成了。在實現這個d類音頻功率放大器的設計與制作過程中主要完成的工作有以下這些：通過引入反饋結構很大程度上減少了d類音頻功率放大器的總諧波失真(thd)；研究和設計了基于pwm調制技術的d類音頻功率放大器的工作原理及工作模式；通過引入斬波技術大大減少系統輸入端的失調電壓和輸入噪聲；完成了d類音頻功放的版圖設計和pcb設計；在設計中采用雙路調制方案，一方面，除去了輸出級的低通濾波器所產生的噪聲，另一方面抑制了系統的靜態功耗，提高了工作效率。就設計的整體思路和可實現性的角度來來看，本論文完全按照實際的設計流程和設計思想，按照從系統結構到具體單元電路結構的流程闡述了所設計

49、的d類音頻功率放大器。限于本人水平有限，設計原理和論文描述有不合理或者表述不清楚的地方，還望大家批評指正。參考文獻1 劉羽.基于cdma網絡現代化信息采集系統的設計與實現j.重慶工學院學報,2009年05期.2 馬忠梅.單片機的c語言應用程序設計m.北京:北京航空航天大學出版社,2001.3 李華.mcs51系列單片實用接口技術m.北京:北京航空航天大學出版社,2003.4 美mark nelson 著.串行通信開發指南(第二版)m.瀟湘工作室譯,出版日期:2009年9月第一版.5 江修汗.計算機控制原理與應用m.西安:西安電子科技大學出版社.2010.6 宋軍,曹蕾,錢鍵生,朱乃鵬.多進制數字基帶信號的頻譜分析.通信技術j.201