學學 號 號 012101136050 1 課課 程程 設設 計計 題題 目目 直流雙閉環系統的設計及仿真分析 學學 院院 自動化學院 專專 業業 自動化專業 班班 級級 自動化 1005 班 姓姓 名名 王建華 指導教師指導教師 劉芙蓉 2013 年12 月30日 課程設計任務書課程設計任務書 學生姓名 學生姓名 王建華王建華 專業班級 專業班級 自動化自動化 10051005 班班 指導教師 指導教師 劉芙蓉劉芙蓉 工作單位 工作單位 自動化學院自動化學院 題題 目目 直流雙閉環系統 一 的設計及仿真分析 一 直流雙閉環系統 一 的設計及仿真分析 一 初始條件 初始條件 已知電動機參數 60 220 305 1000 min NNNN PkW UV IA nr 電動勢系數 0 196min e CVr 電樞回路總電阻0 18 R 觸發整流環節的放大倍數 35 s K 電磁時間常數 0 012 l Ts 機電時間常數 0 12 m Ts 電流與轉速反饋濾波時間常數 0 0 0022 0 014 ion Ts Ts 額定轉速時的給定電壓 10 n UV 調節器 飽和輸出電壓 8 6 5 imcm UV U 要求完成的主要任務要求完成的主要任務 包括課程設計工作量及其技術要求 以及說明書撰寫等 具體要求 試設計該轉速 電流雙閉環 V M 調速系統 由三相半波相控變流裝置供電 要求系統的調 速范圍 D 10 穩態轉速無差 電流超調量5 i 空載啟動到額定轉速時的轉速超調量 10 n 畫出系統結構框圖并計算 1 電流反饋系數 啟動電流限制在 以內 和轉速反饋系數 2 設計電流調節器 計算電阻和電容的數值 取 0 40Rk 3 設計轉速調節器 計算電阻和電容的數值 取 0 40Rk 4 讓電機滿載啟動到額定轉速 穩定運行后突減一半負載 觀察并錄下電機的轉速 電流等 的波形 并進行分析 時間安排 時間安排 2013 12 25 布置課程設計題目 2013 12 26 2013 12 29 完成課程設計 2013 12 30 2014 1 3 撰寫課程設計報告 2014 1 6 答辯并上交報告 指導教師簽名 指導教師簽名 年年 月月 日日 系主任 或責任教師 簽名 系主任 或責任教師 簽名 年年 月月 日日 目錄 1 直流雙閉環系統的組成 2 1 1 直流雙閉環系統原理圖 2 1 2 直流雙閉環系統穩態結構圖 2 1 3 直流雙閉環系統動態數學模型 3 2 直流雙閉環系統的設計 4 2 1 調節器的工程設計方法 4 2 1 1 典型 I 系統 4 2 1 2 典型 II 型系統 5 2 2 控制對象的工程近似處理方法 6 2 3 按工程設計方法設計直流雙閉環系統的調節器 7 2 3 1 電流調節器的設計 7 2 3 2 轉速調節器的設計 11 3 直流雙閉環系統的仿真 14 3 1 電流環的仿真 14 3 2 轉速環的系統仿真 15 3 3 波形分析 19 心得體會 20 參考文獻 21 摘要 對于經常正 反轉運行的調速系統 如龍門刨床 可逆軋鋼機等 縮短起 制動過 程的時間是提高生產效率的重要因素 為此 在起動或制動過渡過程中 希望始終保持 電流為允許最大值 使調速系統以最大加減速運行 當到達穩態轉速時 最好是電流立 即降下來 使電磁轉矩與負載轉矩相平衡 從而迅速轉入穩態運行 實際上 由于主電路電感的作用 電流不可能突變 為了實現在允許條件下的最快 起 制動 關鍵是要獲得一段使得電流保持為最大值的恒流過程 采用電流負反饋能夠 得到近似的恒流過程 并且要做到在起動過程只有電流負反饋 在達到穩態轉速時又只 要轉速負反饋 不再讓電流負反饋發揮作用 為了使轉速和電流兩種負反饋分別起作用 可在系統中設置兩個調節器 分別引入轉速負反饋和電流負反饋以調節轉速和電流 二 者間實行串級連接 轉速調節器的輸出作為電流調節器的輸入 再用電流調節器的輸出 去控制電力電子變換器 UPE 電流環在內環 轉速換在外環 形成轉速 電流反饋控制 直流調速系統 為獲得良好的靜 動態性能 轉速和電流調節器一般都采用 PI 調節器 用工程設計方法來設計轉速 電流反饋控制直流調速系統的原則是先內環后外環 步驟是 先從電流環開始 對其進行必要的變換和近似處理 然后根據電流環的控制要 求確定把它校正為哪一類型的典型系統 再按照控制對象確定電流調節器的類型 最后 按動態性能指標要求確定電流調節器的參數 電流環設計完成以后 把電流環等效成轉 速環的一個環節 再用同樣的方法設計轉速環 工程設計是在一定的近似條件下得到的 如果用 MATLAB 仿真軟件 SIMULINK 進行仿真 可以根據仿真結果對設計參數進行必 要的修正和調整 關鍵詞 轉速調節器 電流調節器 工程設計 MATLAB 仿真 直流雙閉環系統的設計及仿真分析 1 直流雙閉環系統的組成 1 1 直流雙閉環系統原理圖 在系統中設置兩個調節器 分別引入轉速負反饋和電流負反饋以調節轉速和電流 二者間實行串級連接 轉速調節器的輸出作為電流調節器的輸入 再用電流調節器的輸 出去控制電力電子變換器 UPE 電流環在內環 轉速換在外環 形成轉速 電流反饋控 制直流調速系統 為獲得良好的靜 動態性能 轉速和電流調節器一般都采用 PI 調節器 直流雙閉環系統原理圖如圖 1 1 所示 圖 1 1 直流雙閉環系統原理圖 ASR 轉速調節器 ACR 電流調節器 TG 測速發電機 1 2 直流雙閉環系統穩態結構圖 兩個調節器均采用帶限幅作用的 PI 調節器 轉速調節器 ASR 的輸出限幅電壓決定了 電流給定的最大值 電流調節器 ACR 的輸出限幅電壓限制了電力電子變換器的最大輸出 電壓 當調節器飽和時 輸出達限幅值 輸入量變化不再影響輸出 除非有反向的輸入 信號使調節器退出飽和 相當于使該調節器開環 當調節器不飽和時 PI 調節器工作在 線性調節狀態 其作用是使輸入偏差電壓在穩態時為零 直流雙閉環系統穩態結構圖如圖 1 2 所示 圖 1 2 直流雙閉環系統穩態結構圖 轉速反饋系數 電流反饋系數 1 3 直流雙閉環系統動態數學模型 直流雙閉環系統的動態結構圖如圖 1 3 所示 圖 1 3 直流雙閉環系統動態結構圖 圖中 WASR s 和 WACR s 分別表示轉速調節器和電流調節器的傳遞函數 2 直流雙閉環系統的設計 2 1 調節器的工程設計方法 作為工程設計方法 首先要使問題簡單化 突出主要矛盾 簡化的基本思路是 把 調節器的設計過程分作兩步 第一步 先選擇調節器的結構 以確保系統穩定 同時滿足所需的穩態精度 第二步 再選擇調節器參數 以滿足動態性能指標要求 2 1 1 典型 I 系統 典型 I 系統開環傳遞函數選擇為 K W s s Ts 1 式中 T 系統的慣性時間常數 K 系統的開環增益 在典型 I 型系統中 只包含開環增益 K 和時間常數 T 兩個參數 時間常數 T 往往是 控制對象本身固有的 唯一可變的只有開環增益 K 通過理論分析 可求得各項動態跟隨 性能指標與參數 KT 的關系 當系統的時間常數 T 為已知時 隨著 K 值的增大 系統的 快速性提高 而穩定性變差 典型 I 型系統動態跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系如表 2 1 所示 表 2 1 典型 I 型系統動態跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系 參數關系 KT0 250 390 50 691 0 阻尼比 超調量 上升時間 tr 峰值時間 tp 相角穩定裕度 截止頻率 c 1 0 0 76 3 0 243 T 0 8 1 5 6 6T 8 3T 69 9 0 367 T 0 707 4 3 4 7T 6 2T 65 5 0 455 T 0 6 9 5 3 3T 4 7T 59 2 0 596 T 0 5 16 3 2 4T 3 2T 51 8 0 786 T 2 1 2 典型 II 型系統 在各種 II 型系統中 選擇一種結構簡單而且能保證穩定的結構作為典型 II 型系統 其開環傳遞函數為 2 1 W s 1 Ks sTs 在典型 II 型系統的開環傳遞函數式中 時間常數 T 是控制對象固有的 待定的參數有兩 個K 和 增加了選擇參數工作的復雜性 為了分析方便 引入了一個新的變量 h 令 2 1 T w h w 通過理論分析相關幅頻特性參數 可計算出工程設計方法中計算典型 II 型系統參數 公式 2 2 11 22 1111 222 c hhh Kw ww hTh T 采用數字仿真計算 計算出對應于不同 h 值的動態抗擾過程曲線 從而求出各項動態抗 擾性能指標 典型 II 型系統階躍輸入跟隨性能指標如表 2 2 所示 表 2 2 典型 II 型系統階躍輸入跟隨性能指標 h345678910 tr T ts T k 52 6 2 4 12 15 3 43 6 2 65 11 65 2 37 6 2 85 9 55 2 33 2 3 0 10 45 1 29 8 3 1 11 30 1 27 2 3 2 12 25 1 25 0 3 3 13 25 1 23 3 3 35 14 20 1 控制系統的動態抗擾性能指標因系統結構和擾動作用點而異的 在分析典型 II 型系 統的跟隨性能指標時 是按 minrM 準則確定參數關系 則有 2 2 2 22 3322 2 1 1 22 1 11 h FK TTs h C s hh T sT shTs hh 由上式可以計算出對應于不同 h 值的動態抗擾過程曲線 從而求出各項動態抗擾性 能指標 典型 II 型系統動態抗擾性能指標與參數的關系如表 2 3 所示 表 2 3 典型 II 型系統動態抗擾性能指標與參數的關系 2 2 控制對象的工程近似處理方法 a 高頻段小慣性環節的近似處理 實際系統中往往有若干個小時間常數的慣性環節 這些小時間常數所對應的頻率都 處于頻率特性的高頻段 形成一組小慣性群 例如 系統的開環傳遞函數為 123 1 1 1 1 Ks W s s TsT sT s 在一定的條件下 可以將它們近似地看成是一個小慣性環節 其時間常數等于小慣性群 中各時間常數之和 它的頻率特性為 2 2323 2323 111 111 1 jwTjwTjw TT T T wjw TT 近似條件為 2 23T T w1 工程計算中允許有 10 內的誤差 因此上述近似條件可寫成 2 23T T w0 1 即為 23 1 3 cw T T b 高階系統的降階近似處理 以三階系統為例 設 32 1 K W s asbscs 若能忽略高次項 可得近似的一階系統的傳遞函數為 1 K W s cs 近似條件為 c 11 min 3 c ba h 3 456 7 89 10 Cmax Cb tm T tv T 72 2 2 45 13 60 77 5 2 70 10 45 81 2 2 85 8 80 84 0 3 00 12 95 86 3 3 15 16 85 88 1 3 25 19 80 89 6 3 30 22 80 90 8 3 40 25 85 c 低頻段大慣性環節的近似處理 當系統中存在一個時間常數特別大的慣性環節時 可以近似地將它看成是積分環節 近似條件為 c 3 T 2 3 按工程設計方法設計直流雙閉環系統的調節器 雙閉環調速系統的實際動態結構圖與圖 1 3 不同 增加了濾波環節 包括電流濾波 轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節 設置濾波環節的必要性是由于反饋信號檢測中常 含有諧波和其他擾動量 為了抑制各種擾動量對系統的影響 需加低通濾波這樣的濾波 環節傳遞函數可以用一節慣性環節表示 其濾波時間常數按需要選定 然而 在抑制擾 動量的同時 濾波環節也延遲了反饋信號的作用 為了平衡這個延遲作用 在給定信號 通道上加入一個同等時間常數的慣性環節 稱作給定濾波環節 其意義是 讓給定信號 和反饋信號經過相同的延滯 使二者在時間上得到恰當的配合 從而帶來設計上的方便 直流雙閉環系統的動態結構圖如圖 2 1 所示 圖 2 1 直流雙閉環系統的動態結構圖 2 3 1 電流調節器的設計 一般情況下 系統的電磁時間常數遠小于機電時間常數 對于電流環來說 反電動 勢是一個變化比較慢的擾動 在電流的瞬時變化過程中可認為反電動勢基本不變 在動 態性能設計電流環時 可暫不考慮反電動勢變化的動態影響 可以證明 忽略反電動勢 對電流環作用的近似條件是 1 3 ci ml T T 式中 ci 電流環開環頻率特性的截止頻率 電流環動態結構圖如圖 2 2 所示 圖 2 2 電流環動態結構圖 如果把給定濾波和反饋濾波同時等效地移到內環前向通道上 再把給定信號改成 U is 則電流環便等效成單位負反饋系統 電流環等效單位負反饋系統結構圖如圖 2 3 所示 圖 2 3 電流環等效單位負反饋系統結構圖 最后 由于 Ts 和 Toi 一般都比 Tl 小得多 可以當作小慣性群而近似地看作是一個 慣性環節 其時間常數為 isoiTTT 簡化的近似條件為 11 3 ci oi s TT 電流環小慣性環節近似處理結構圖如圖 2 4 所示 圖 2 4 電流環小慣性環節近似處理結構圖 1 反饋系數計算 調節器 ASR ACR 飽和輸出電壓 8V 6 5V imcm UU 啟動電流限制在 339A 以內 額 定轉速時的給定電壓 可求得電流反饋系數 U8 0 0236 339339 im VAVA 10 n UV 轉速反饋系數 10 0 01 1000 n N U VrpmVrpm n 同時可求得過載倍數 339 1 1 305 dm dN I I 2 確定時間常數 整流裝置滯后時間常數 Ts 查表可得三相半波電路的平均失控時間為 Ts 0 0033s 又已知電流濾波時間常數 Toi 0 0022s 所以電流環小時間常數之和可近似處理為 0 0055isoiTTTs 3 選擇電流調節器結構 根據設計要求 5 i 并保證穩態電流無誤差 可按典型 I 型系統設計電流調節器 電流環控制對象是雙慣性型的 因此可用 PI 型電流調節器 其傳遞函數為 ii ACR i 1 K s Ws s 式中 Ki 電流調節器的比例系數 i 電流調節器的超前時間常數 電流環開環傳遞函數為 s ii o i 1 K 11 pi li K s R Ws sTsTs 因為 liTT 所以選擇 0 012il Ts 用調節器零點消去控制對象中大的時間常 數極點 以便校正成典型 I 型系統 因此 opi W 1 1 isI iii K KRK s s Tss Ts 式中 isis I il K KRK KR K R R 檢查對電源電壓的抗擾性能 0 012 2 18 0 0055 l i T T 參看典型 I 型系統動態抗擾性能 各項指標都是可以接受的 4 計算調節器參數 電流調節器超前時間常數 0 012il Ts 電流開環增益 要求 5 i 時 按表 2 1 應取 0 5IiKT 因此 0 50 5 11 90 9 0 0055 I i Kss T 于是 ACR 的比例系數為 90 9 0 012 0 18 0 2377 35 0 0236 I i i s K R K K 5 校驗近似條件 電流環截止頻率 1 90 9ciIwKs 校驗晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件 11 1 1 101 3 3 0 0033 ci s ssw T 滿足近似條件 校驗忽略反電動勢變化對電流環動態影響的條件 1 1 3379 06 0 12 0 012 ci ml w T T 滿足近似條件 校驗電流環小時間常數近似處理條件 111 1 123 71 330 0033 0 0022 ci soi w T T 滿足近似條件 6 計算調節器電阻和電容 模擬 PI 型電流調節器原理圖如圖 2 5 所示 取 根據運算放大器的電路原理 可以導出 0 40Rk 0 3 0 2377 40 109 5089kiiRKRk 取 i 6 3 0 012 C1 33 101 3 9 10 i i FFF R 取 i 6 o 3 0 44 0 0022 C0 22 10 22 40 10 o i T FFF R 取0 圖 2 5 模擬 PI 型電流調節器原理圖 按照上述參數 電流環可以達到的動態跟隨性能指標為 4 3 5 i 滿足設計要求 2 3 2 轉速調節器的設計 用電流環的等效環節代替電流環 可得到轉速環的動態結構圖 轉速環動態結構圖如圖 2 6 所示 圖 2 6 轉速環動態結構圖 把時間常數為 1 KI 和 Ton 的兩個小慣性環節合并起來 近似成一個時間常數為的 慣性環節 n 1 Ton I T K 為了實現轉速無靜差 在負載擾動作用點前面必須有一個積 分環節 它應該包含在轉速調節器 ASR 中 現在在擾動作用點后面已經有了一個積分環 節 因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節 所以應該設計成典型 型系統 這樣的系統同時也能滿足動態抗擾性能的要求 由此可見 ASR 也應該采用 PI 調節器 其傳遞函數為 nn ASR n 1 K s Ws s 這樣 調速系統的開環傳遞函數為 nnnn n 2 nemnnemn 1 1 1 1 R K sK R s W s sC T s Ts C T s Ts 轉速開環增益為 n N nem K R K C T 轉速調節器的參數包括 Kn 和 n 按照典型 型系統的參數關系 則有 N 22 1 2n h K h T n n hT 因此 n 1 2 em n h C T K h RT 1 確定時間常數 電流環等效時間常數 10 0055 0 011 0 50 5 i I T ss K 轉速濾波時間常數 0 014onTs 轉速環小時間常數 n 1 T0 011 0 0140 025on I Ts K 2 計算轉速調節器參數 調速系統開環機械特性的額定速降 305 0 18 280 1 0 196 N e I R nrpmrpm C n 的基準 值應該為 2 2 ndmdL n bN emm RTIIT n zn C TT 作為轉速超調量 n 其基準值應該是 n 因此退飽和超調量可以由表 2 3 的數據經 過基準值換算后求得 即 maxmax maxmax 2 280 10 025 2 1 1 00 128410 10000 12 bNn n bbm bb CnCn T z CnCnT CC CC 可求得 max 77 88 b C C 查表 2 3 可知 h 應取 4 則 ASR 的超前時間常數為 nn 4 0 025 0 1s hT 轉速開環增益 22 N 2222 14 1 250 22 40 025n h Kss h T ASR 調節器的比例系數為 n 14 10 0236 0 196 0 12 7 71 22 4 0 01 0 18 0 025 em n h C T K h RT 3 檢驗近似條件 轉速環截止頻率為 11 1 250 0 125 N cnN n K wK ss w 電流環傳遞函數簡化的條件 1190 9 42 85 330 0055i I cn K w T 滿足簡化條件 轉速環小時間常數近似處理條件 on 1190 9 26 86 330 014 I cn K w T 滿足近似條件 4 計算調節器電阻和電容 模擬 PI 型轉速調節器如圖 2 7 所示 圖 2 7 模擬 PI 型轉速調節器 與電流調節器類似 取 轉速調節器參數與電阻 電容值為 0 40Rk 3 nn0 7 71 40 10 308 4k310kRK R 取 6 n n 3 n 0 1 0 32 100 320 3 310 10 CFF F F R 取 on on 3 0 44 0 014 F 1 4 F1 4 F 40 10 T C R 取 3 直流雙閉環系統的仿真 工程設計是在一定的近似條件下得到的 再用 MATLAB 仿真軟件進行仿真 可以根 據仿真結果對設計參數進行必要的修正和調整 3 1 電流環的仿真 電流環的仿真模型如圖 3 1 所示 0 0236 0 0022s 1 Transfer Fcn4 0 18 0 12s Transfer Fcn3 5 56 0 012s 1 Transfer Fcn2 35 0 0033s 1 Transfer Fcn1 1 0 0022s 1 Transfer Fcn Step Scope Saturation 1 s Integrator Limited K Gain1 K Gain 圖 3 1 電流環的仿真模型 在仿真中增加了一個飽和非線性模塊 雙擊該模塊 把飽和上界和下界參數分別設 置為限幅值 6 5 和 6 5 飽和非線性模塊對話框如圖 3 2 所示 圖 3 2 飽和非線性模塊對話框 仿真模型中參數是根據上述計算的結果決定的 參數關系是 KT 0 5 PI 調節器的傳 遞函數為 19 81 0 2377 s 利用仿真模型可以觀察到當給定為 ASR 的飽和輸出 8V 時電流 環的階躍響應的仿真結果 電流環的仿真結果如圖 3 3 所示 圖 3 3 電流環的仿真結果 在直流電動機的恒流升速階段 電流值低于 339A 其原因是電流調節系統受到電動 機反電動勢的擾動 它是一個線性增強的擾動量 所以系統做不到無靜差 而是 ddmIIm略低于 3 2 轉速環的系統仿真 轉速環的仿真模型如圖 3 4 所示 為了在示波器模塊中反映出轉速電流的關系 仿真模型中選用了 Mux 模塊來把幾個 輸入聚合成一個向量輸出給 Scope Step1 模塊是用來輸入負載電流的 PI 參數采用前面 設計結果 其傳遞函數為 77 1 7 71 s ASR 調節器的飽和非線性模塊飽和上界和下界參數分別設置為限幅值 8 和 8 Step 模塊是用來輸入轉速給定的 額定轉速為 1000rpm 相應給定應設置為 10 也可通過改 變該設定值 觀察雙閉環系統的調速范圍 0 01 0 014s 1 Transfer Fcn5 0 0236 0 0022s 1 Transfer Fcn4 0 18 0 12s Transfer Fcn3 5 56 0 012s 1 Transfer Fcn2 35 0 0033s 1 Transfer Fcn1 1 0 0022s 1 Transfer Fcn Step1 Step Scope Saturation1Saturation 1 s Integrator Limited1 1 s Integrator Limited 5 1 Gain4 K Gain3 K Gain2 K Gain1 K Gain 圖 3 4 轉速環的仿真模型 可得到起動時的轉速和電流響應曲線 ASR 調節器經過了不飽和 飽和 退飽和三 個階段 最終穩定運行于給定轉速 當給定為 10 并把負載電流設置為 305 滿載起動 其轉速與電流響應曲線如圖 3 5 所示 圖 3 5 當給定為 10 并把負載電流設置為 305 滿載起動時的轉速與電流響應曲線 當給定為 1 并把負載電流設置為 305 滿載起動時轉速與電流響應曲線如圖 3 6 所 示 圖 3 6 當給定為 1 并把負載電流設置為 305 滿載起動時轉速與電流響應曲線 當給定為 10 和 1 時 系統能滿載達到穩定轉速 900rpm 和 100rpm 可見 所設計的 直流雙環調速系統的調速范圍滿足 D 10 的要求 負載電流的輸入模塊 Step1 可以設計為 Step time 設置為 4 5 Initial value 設置為 305 Final value 設置為 152 5 即突減一半負載 Step1 模塊對話框如圖 3 7 所示 圖 3 7 Step1 模塊對話框 Step1 負載電流的波形如圖 3 8 所示 圖 3 8 Step1 負載電流的波形 進行仿真 即可讓電機滿載啟動到額定轉速 并在穩定運行后突減一半負載 觀察 并錄下電機的轉速 電流等的波形 電機的轉速 電流抗擾波形如圖 3 9 所示 圖 3 9 電機的轉速 電流抗擾波形 3 3 波形分析 通過對圖 3 9 波形圖分析可知 直流雙閉環系統的起動過程經歷了三個階段 即 第一階段是電流上升階段 突加給定電壓 U n 后 Id 上升 當 Id 小于負載電流 IdL 時 電機還不能轉動 當 Id IdL 后 電機開始起動 由于機電慣性作用 轉速不會很 快增長 因而轉速調節器 ASR 的輸入偏差電壓的數值仍較大 其輸出電壓保持限幅 U im 強迫電流 Id 迅速上升 直到 Id Idm Ui U im 電流調節器很快就壓制 Id 了的增長 標志著這一階段的結束 第二階段是恒流升速階段 在這個階段中 ASR 始終是飽和的 轉速環相當于開環 系統成為在恒值電流 U im 給定下的電流調節系統 基本上保持電流 Id 恒定 因而系統 的加速度恒定 轉速呈線性增長 與此同時 電機的反電動勢 E 也按線性增長 對電流 調節系統來說 E 是一個線性漸增的擾動量 為了克服它的擾動 Ud0 和 Uc 也必須基 本上按線性增長 才能保持 Id 恒定 當 ACR 采用 PI 調節器時 要使其輸出量按線性增長 其輸入偏差電壓必須維持一定 的恒值 也就是說 Id 應略低于 Idm 第三階段是轉速調節階段 當轉速上升到給定值時 轉速調節器 ASR 的輸入偏差減 少到零 但其輸出卻由于積分作用還維持在限幅值 U im 所以電機仍在加速 使轉速超 調 轉速超調后 ASR 輸入偏差電壓變負 使它開始退出飽和狀態 U i 和 Id 很快下降 但 是 只要 Id 仍大于負載電流 IdL 轉速就繼續上升 直到 Id IdL 時 轉矩 Te TL 則 dn dt 0 轉速 n 才到達峰值 由于系統受到電動機反電動勢的擾動 導致滿載時轉速達 不到設定的 1000rpm 突減一半負載后 負載電流減小 電流反饋檢測到電流變化量 并反饋到