光伏逆變器的參數設計案例目錄TOC\o"1-3"\h\u24388光伏逆變器的參數設計案例 18821.1Booost電路主要參數設計 2317851.1.1電感L的設計 2244971.1.2電容C的設計 250541.2LC濾波器的設計 3175581.2.1濾波電感L的設計 3205441.2.2濾波電容的設計 47981.3功率器件選型 460491.4DSP資源分配 417151.1.1A/D轉換 4224901.1.2PWM信號輸出 5237391.5DSP最小系統 5109511.5.1電源模塊 565351.5.2時鐘電路 6137751.5.3JTAG電路 735361.5.4復位電路 730511.6采樣電路 764501.6.1直流電壓采樣電路 8196561.6.2直流電流采樣電路 823561.6.3電網電壓檢測電路 9210161.6.4逆變器輸出電流檢測電路 10127701.7驅動電路 1211051.8保護電路 1351361.8.1浪涌過電壓保護 13313291.8.2柵極過電壓保護 14180951.8.3集電極-發射極過電壓保護 151.1Booost電路主要參數設計1.1.1電感L的設計光伏陣列輸出的功率可以表達為： （1.1）其中是光伏陣列輸出的電壓，是光伏陣列輸出的平均電流。逆變電路和負載所消耗的功率可以表示為: (1.2)其中，是負載電壓，便是負載平均電流。當逆變電路的損耗很小，可以忽略不計時，光伏陣列輸出的功率和負載消耗的功率是相等的，即功率守恒： （1.3）將以上三式聯立解出負載平均電流： （1.4）當電路達到穩態時，光伏陣列輸出的電流等于電感電流即： （1.5）可以將式（1.4）等效變形，形式如下： （1.6）電感的電壓關系表達式是： （1.7）電感的電流紋波滿足如下的表達式： （1.8）聯立以上幾式，可以得出電感L的表達式： （1.9）其中，電流紋波系數為，當占空比時，電感的電感值取得最大值，表達式如下： （1.10）在上式中，Boost電路輸出電壓，IGBT的開關頻率選擇20，那么，，根據工程經驗，取。將以上的值帶入上式中解出。在實際應用中，電感L的取值比計算的要大，所以取。1.1.2電容C的設計此處的電容C1的主要作用有穩壓，濾波，電容值的選取十分的關鍵。由于IGBT的通斷，會產生文波電流，所以Boost電路輸出的電流包含文波電流和平均值電流，平均值電流流過負載，而文波電流流過電容C1，被電容所吸收。在一個周期中，電容C1充放電能量可以表達為： （1.11）文波電流會產生文波電壓，表達式如下： （1.12）將上式變形，寫出電容C1的表達式： （1.13）在上式中，，取占空比，開關周期，紋波電壓系數為1%，即。將這些數據帶入式（1.13）可解出電容，由于電容C1有穩壓，濾波，功率解耦的作用，所以選擇比計算值大的電容，取電容。1.2LC濾波器的設計1.2.1濾波電感L的設計在逆變器輸出的正弦交流電中，由于功率器件的通斷，會產生高次諧波，為了避免質量不好的并網電流對電網造成污染，必須加濾波電路，把高次諧波控制在一定的范圍內。在此次設計中，采用LC濾波器，濾波電感的大小由電流紋波影響，此次設計取額定輸出電流的10%作為電感L2的電流紋波，根據已知條件，逆變器輸出交流電壓220V，容量10KVA，就可以計算出電流紋波： （1.14）濾波電感L2的電流紋波可以表達為： （1.15）在上式中，是逆變器輸出電壓的平均值，表示SPWM的占空比，表示載波的頻率，和開關頻率相等，為20KHZ。又因為，將式（1.15）可以寫成： （1.16）當上式滿足時，取得最大值： （1.17）當電感電流的文波小于逆變器輸出電流文波時滿足條件，即，將，，帶入式（1.17）中可得濾波電感L2的范圍： （1.18）1.2.2濾波電容的設計當濾波電感的大小已知時，可以根據電容無功功率來計算出電容的大小，此處選取15%的額定功率，電容C2的表達式為： （1.19）1.3功率器件選型IGBT在功率器件中，有著以下的優點：IGBT的導通電阻較低，電流承載的能力很強；IGBT的輸出電流大于相同尺寸的功率MOSFET;IGBT能夠承受很高的電壓，因而可以實現高耐壓的器;IGBT具有很大的輸入電阻和較小的輸入電容，驅動功率低，開關速度高；具有非常低的導通壓降與優秀的導通電流密度，所以可以使用更小尺寸的器件從而降低成本，此次的設計的功率器件均采用IGBT。在Boost直流升壓電路中，IGBT需要承受400V的電壓，考慮到選取器件時要有一定的裕量，此次設計選用FairchildSemiconductor公司的SGL160N60UFD，其主要參數有額定電壓600V，額定電流160A，工作頻率為20KHZ。在Boost直流升壓電路中，二極管的選擇應該按照通態壓降和快恢復這兩個特性去選擇，選擇通態壓降小、恢復速度快的二極管，與功率器件IGBT相同，二極管也要承受400V的最高電壓。此次設計采用FairchildSemiconductor公司的快恢復二極管FFA120UOP60DN，其主要參數有額定電壓600V，額定電流240A。在逆變環節，需要4個IGBT，直流端輸出的電壓大小是400V，所以單相全橋逆變電路中的IGBT也需要承受最高400V的電壓，要求逆變器輸出的電壓為220V，那么逆變器輸出的電流在45.45A，受功率器件在通斷過程中尖峰電壓的影響，在選取器件時要留有一定的裕量，綜合各種影響因素，單相全橋逆變電路中的功率器件IGBT選擇FairchildSemiconductor公司型號為HGTG27N120BN的IGBT，其額定電壓1200V，額定電流72A，滿足此次設計的要求。IGBT橋臂上反并聯的二極管選擇FairchildSemiconductor公司型號為FFA120UOP60DN的快恢復二極管。1.4DSP資源分配在此次設中，DSP控制芯片需要完成電壓和電流的采集、產生SPWM信號驅動IGBT、故障檢測等功能。德州儀器主推高性能TMS320F2812，32位定點微控制單元，主頻高達150MHz，具備I2C、SPI、CAN、PWM等總線接口。此次設計所用到的DSP芯片的資源主要有以下幾個部分：采樣端口，I/O接口以及時間管理器。其中，寄存器可以決定I/O口作為數字I/O口，還是作為功能引腳使用。1.1.1A/D轉換TMS320F2812芯片擁有兩個采樣保持電路、一個12位的A/D轉換器、16路輸入通道。可以根據內部模擬開關的工作狀態將采樣方式分為順序采樣和同步采樣。當內部模擬開關工作在級聯模式時，采樣方式是順序采樣；當內部模擬開關工作在并聯模式下時，采樣方式是同步采樣。TMS320F2812的采樣可以非常快的完成，當采樣方式是順序采樣時，完成16路信號的轉換只需10微秒，快速性完全滿足系統的需求。通道分配表如表1所示：表1A/D轉換通道分配1.1.2PWM信號輸出在此次設計的內容中，需要PWM驅動的功率器件有5處，分別是Boost升壓電路中的IGBT，單相全橋逆變電路中的4個IGBT，所以需要5路PWM信號來控制整個電路。在Boost升壓電路中，IGBT的驅動依靠普通的PWM信號來驅動，采用事件管理器EVA的PWM5；在全橋逆變電路中，它的4個IGBT的驅動信號分別由事件管理器EVA的PWM1、PWM2、PWM3、PWM4來產生。如下表2所示：表2PWM信號分配表1.5DSP最小系統DSP最小系統就是保證DSP能夠正常工作的最少硬件構成。DSP能夠將模擬量轉換為數字量，并且保存在寄存器中，可以實現對數字信號的處理。在此次設計中，DSP最小系統由以下幾部分組成：供電電源模塊，時鐘電路，JTAG電路以及復位電路。1.5.1電源模塊TMS320F2812芯片需要兩種不同電壓等級的電，分別是1.8V的內核電壓和3.3V的I/O電壓，TMS320F2812的上電順序為：3.3V的I/O電壓要先于1.8V的內核電壓完成上電，對上電的順序要求比較高。綜上可知，TMS320F2812芯片需要1.8V和3.3V兩種模式的電壓，這兩種模式的電壓可以通過穩壓芯片AMS1117得到，AMS1117芯片輸出電壓有1.5V、1.8V、2.5V、2.85V、3.0V、3.3V、5.0V這七種模式，AMS1117-1.8可以實現1.8V電壓的要求，AMS1117-3.3可以實現3.3V電壓的要求，如下圖1.1所示。圖1.1電源模塊1.5.2時鐘電路系統的正常工作離不開時鐘電路時鐘信號，時鐘信號的產生可以分為內部時鐘方式和外部時鐘方式兩種。如下圖1.2所示，時鐘電路由晶振和內部振蕩器組成，此次設計選擇內時鐘的方式。圖1.2時鐘電路1.5.3JTAG電路JTAG用于芯片內部的測試，很多器件都支持JTAG協議，如DSP、FPGA等。JTAG電路主要完成程序在線調試和下載程序到DSP芯片，由于它是不占用系統資源的，所以不影響系統的運行速度。JTAG接口有四條線，分別是：TMS、TCK、TDI和TDO，分別為：模式選擇、時鐘、數據輸入和數據輸出線。其電路如圖1.3所示。圖1.3JTAG電路1.5.4復位電路復位電路就是使系統恢復到初始狀態的電路。在系統工作的過程中，可能會出現一些無法檢測到的故障，影響到系統的運行，這時就需要復位電路初始化，以免影響系統的工作。此次設計的RC復位電路可以使TMS320F2812芯片可靠復位，并且還有手動復位按鈕，如下圖1.4所示。圖1.4復位電路1.6采樣電路在整個主電路中，前級Boost升壓電路可以實現最大功率點的跟蹤，所以需要測量直流母線的電壓和電流，后級逆變電路的輸出正弦交流電需要并到電網上，所以需要測量電網的電壓，同時也要測量逆變器輸出的交流電流。綜上所述，檢測采樣電路需要4個，直流電壓采樣電路，直流電流采樣電路，電網電壓采樣電路，逆變器輸出電流采樣電路。1.6.1直流電壓采樣電路在直流電壓采樣電路中，所選擇的電壓傳感器是TBV10/25A霍爾電壓傳感器，它的原邊線圈與副邊線圈的匝數比是2500比1000，初級線圈電阻200Ω，次級線圈的電阻是110Ω,當輸入電流為10mA時，它的輸出電流時25mA。光伏陣列的輸出電壓最大值400V，所以就可以得到原邊電阻Ri的值： （1.20）TMS320F2812芯片的A/D口能夠承受住的電壓范圍是在0-3V之間。當原邊輸入電流10mA，副邊輸出的電流為25mA時，設測量電阻Rm兩端的電壓為3.3V，那么就可以求出副邊測量電阻Rm的值： （1.21）直流電壓檢測電路的電路圖如下圖1.5所示：圖1.5直流電壓檢測電路直流母線的電壓經過電阻Ri輸入到霍爾傳感器TVB10/25A中，傳感器輸出電流信號，通過測量電阻Rm將電流信號轉化為電壓信號，在圖1.5中，還有一個電阻R和電容C組成的濾波器，它的作用是濾掉傳感器輸出的高次諧波，之后將所測得的電壓經過電壓跟隨器進行緩沖，然后就輸出了0-3.3V的電壓，將這一電壓信號輸入DSP控制芯片的ADCINA1口，為了防止電壓過大而損壞芯片，在電壓跟隨器的輸出側加了兩個二極管，當電壓大于3.3V時，上面的二極管導通，當電壓小于0V時，下面的二極管導通，從而保證了輸入DSP控制芯片的電壓在0-3.3V之間。1.6.2直流電流采樣電路為了實現最大功率點的跟蹤，直流電流也是必須要測量的，直流電流的測量和直流電壓的測量基本相同，不同的一點就是直流電壓測量用電壓傳感器，而直流電流測量用電流傳感器。在此次設計中，采用型號為CSM050SY的霍爾電流傳感器。這個型號的電流傳感器的優點主要有原邊與副邊之間高度絕緣、穿孔結構，無插入損耗、體積小，重量輕、安裝簡單、性價比高。直流電流采樣電流的電路圖如下圖1.6所示：圖1.6直流電流檢測電路和直流電壓檢測電路類似，霍爾電流傳感器將輸出的電壓信號經過測量電阻轉化為電流信號，在經過濾波電路濾掉高次諧波，再經過電壓跟隨器緩沖，最后經過保護電路將這一電流信號輸入到DSP芯片的ADCINA2口。1.6.3電網電壓檢測電路光伏并網逆變器輸出的電流的相位和頻率必須要和電網電壓的一樣，在逆變器開機時，要對電網的電壓幅值和頻率進行檢測，以確定是否正常。電網電壓檢測電路的電路圖如下圖1.7所示圖1.7電網電壓檢測電路交流電壓檢測電路和直流電壓檢測電路是由明顯區別的，直流電壓一直為正，而交流電有正有負。DSP芯片的A/D轉換接口的電壓范圍是0-3.3V，是不允許有負值的。在霍爾電壓傳感器的輸出端，兩個200Ω的電阻將測量的范圍劃分為負1.65V到1.65V，之后經過共集電極放大電路和由兩個470Ω的電阻以及3.3V電源組成的電壓抬升電路，將電壓抬升1.65V，這樣就可以輸出0-3.3V的電壓，最后經過濾波電路和保護電路將電壓信號送入DSP芯片的ADCINA６口，完成電網電壓檢測的功能。1.6.4逆變器輸出電流檢測電路單相光伏并網逆變器的輸出電路流的相位和頻率必須要與電網電壓的相位和頻率保持一致，所以逆變器輸出的電流也是必須檢測的一個對象，它的電路圖如下圖1.8所示：圖1.8逆變器輸出電流檢測電路在上圖中可以看到，逆變器輸出電流檢測電路可以分為兩大部分。下面的一部分：霍爾電流傳感器輸出的電流信號經過采樣電阻轉換為電壓信號，再經過兩個200Ω的電阻進行分壓，將電壓信號的范圍保持再負1.65到1.65之間，隨后經過濾波電路和射極電壓跟隨器緩沖，然后再經過由兩個470Ω電阻和3.3V電壓組成的電壓抬升電路，抬升的電壓大小為1.65V，此時的電壓范圍就是0-3.3V，最后這以信號再經過濾波電路和保護電路輸入到DSP芯片的ADCINA5口。上面一部分：上面的電路是過流檢測電路，當霍爾傳感器輸出的電流信號轉換為電壓信號后，將這以電壓信號和10K電阻以及15V電壓設置的門檻電壓做比較，當這一電壓信號大于門檻電壓信號時，射極跟隨器就輸出高電平，后面的二極管導通，將高電平這一信號送入DSP芯片的GPIOB0口，然后控制芯片便封鎖PWM信號，逆變器停止工作。過流檢測電路的作用是當輸出電流過大時，讓控制器做出保護動作，保證整個系統的安全。1.7驅動電路驅動電路位于主電路和控制電路之間，是對控制電路的控制信號放大，從而驅動主電路。由于DSP芯片產生的PWM信號比較小，是無法直接驅動功率器件IGBT的，所以就需要驅動電路將這一驅動信號放大，從而驅動功率器件IGBT。驅動電路要產生合適的驅動信號驅動IGBT，同時也要實現控制電路和主電路的電氣隔離。此次設計采用的驅動芯片是IR2110，IR2110是美國國際整流器公司(InternationalRectifierCompany)利用自身獨有的高壓集成電路及無門鎖CMOS技術，在1990年前后開發并投放市場的大功率MOSFET和IGBT專用柵極驅動集成電路，已在電源變換、馬達調速等功率驅動領域中獲得了廣泛的應用。該電路芯片體積小(DIP-14、SOIC-16)，集成度高(可驅動同一橋臂兩路)，響應快(ton/tof=120/94ns)，偏值電壓高(小于600V)，驅動能力強，內設欠壓封鎖，而且其成本低，易于調試，并設有外部保護封鎖端口。尤其是上管驅動采用外部自舉電容（電容兩端電壓不能突變）上電，使得驅動電源路數目較其他IC驅動大大減小。對于4個功率器件管構成的全橋電路,采用2片IR2110驅動2個橋臂，僅需要一路10-20V電源，從而大大減少了電源數目,降低了產品成本,提高了系統的可靠性。同時，它還具有光耦隔離和電磁隔離的優點，是是中小功率變換裝置中驅動器件的首選。IR2110驅動電路的電路圖如下圖1.9所示。圖1.9驅動電路電路圖低壓系統與高壓系統之間需要電氣隔離，為了滿足DSP芯片與高壓之間的電氣隔離，必須要有電氣隔離電路，此次設計采用型號為6N137的隔離芯片。DSP芯片輸出的PWM信號從6N137的引腳3輸入，從6N137的引腳6輸出，6N137的輸出信號是IR2110的輸入信號，接到IR2110的引腳HIN和LIN上，IR2110的輸出信號是IR2110的HO和LO兩個引腳，這兩個接口連接橋臂上的IGBT。隔離電路的電路圖如圖1.10所示。圖1.10隔離電路1.8保護電路保護電路主要是對功率器件IGBT的保護，IGBT是整個逆變電路的核心元器件，功率器件IGBT的正常工作是整個系統穩定工作的前提，所以對功率器件IGBT的保護對整個系統有著重要的意義。功率器件IGBT的保護主要是針對過壓而采取的保護，功率器件IGBT的保護主要有柵極過電壓保護，集電極-發射極過電壓保護，浪涌過電壓保護。1.8.1浪涌過電壓保護浪涌過電壓的產生主要有以下的幾個方面：當IGBT關斷時,電路工作頻率很高,突變時間極短,會產生很高的；由于電路中存在分布電感，電感上電流不能突變，將會產生很高的電感電壓,阻止電流下降，電感電壓與直流電