第2章通信偵探和通信信號頻率的測量干擾設備提供威脅通信輻射源的方向、頻率、調制方式、調制參數、威脅程度等相關信息，以便干擾設備的干擾資源配置，合理地選擇干擾對象、最正確干擾樣式和干擾時機。同時在干擾過程中，需要不斷監視通信輻射源環境和信號參數的變化，動態地調整干擾參數和管理干擾資源。(4)反輻射武器引導偵察。反輻射武器引導偵察提供對通信輻射源進行截獲和分析識別，引導反輻射武器跟蹤威脅輻射源，并且進行攻擊。(5)電磁頻譜監測。無線電頻譜監測是通信偵察的重要任務之一。無線電頻譜監測分為民用和軍用無線電監測。無線電監測系統對給定頻譜之間以及與執行特殊任務的作戰部隊之間的通信。頻率范圍從短波、超短波至微波的遠距離戰略通信頻段。戰略通信偵察一般屬于情報偵察。3)其他分類方法在習慣上還常常使用另外一些不同的分類方法，如：按工作頻段可分為短波通信偵察、超短波通信偵察、微波通信偵察等；按運載平臺可分為便攜式、車載、機載、艦(船)載、星載通信偵察等；按被偵察對象屬性可分為常規通信偵察、跳頻通信偵察、直擴通信偵察等。通信偵察面臨的信號環境復雜，主要表現在以下幾個方面：(1)通信信號所傳送的信息種類多，通常有語音、圖像、數據等。根據它們的特點，通信信號可以區分為離散信號和連續信號。為了偵察這些信號，應采用不同的偵察設備。(2)通信信號的調制方式繁多，它包括模擬調制、二進制數字調制、多進制數字調制、擴頻調制、頻分復用、碼分復用、時分復用，以及各種通信網、數據鏈等。(3)通信信號的信道間隔小，并且是連續波信號，其持續時間長，相互交疊。(4)由于通信設備分布范圍廣，發射功率變化大，以及電波傳播衰落現象等的影響，引起通信信號的信號電平范圍變化大。通信偵察的主要任務包括以下幾個方面。1)通信信號的搜索和截獲通信偵察的首要任務就是截獲所處地域的感興趣的無線電通信信號。通信信號出現的方向、頻率、時間、強度等，對于通信偵察設備而言是完全或者局部未知和隨機的。通信偵察設備實際上是使用一個空域、頻域、時域、能量域窗口構成的多維搜索窗，按照一定的截獲概率截獲感興趣的通信信號。所以,為了截獲感興趣的通信信號，需要滿足空域重合、頻域重合、時域重合和能量足夠的四個截獲條件。(1)空域重合：使偵察設備的天線指向與通信信號的到達方向(方位和俯仰角)重合。通常偵察設備使用全向或者定向天線，如果使用定向天線，需要進行空域搜索，搜索的速度會影響重合概率。(2)頻域重合：使偵察設備的工作頻率與通信信號的頻率一致。實現頻域重合的方法之一是使用頻域寬開的接收機實現寬開守候法，但是它的設備的代價比較高，所以用的不多。常用的方法是頻率搜索法，頻率搜索實際上是使偵察接收設備以一定的帶寬和速度，掃描指定的頻段。在掃描過程中，一旦偵察接收機的工作頻率與目標信號頻率一致，信號就滿足了頻域重合條件。(3)時域重合：要求偵察設備工作時，存在感興趣的通信信號，這個條件一般比較容易滿足。(4)能量足夠：是指被截獲的通信信號場強滿足偵察接收機的靈敏度要求，這是不言而喻的。信號的通聯特征主要是指信號與外部的聯絡關系，如通信體制、通信對象和業務量大小、使用頻度、通信功率的大小等，可以此判斷和識別該通信網臺的重要程度、級別、屬性及相互關系等。通信網臺識別是通信偵察的重要任務之一，目前仍然是通信對抗領域的重要研究課題，特別是在復雜環境中，如何提高正確識別的概率，還需要作大量和艱苦的工作。5)通信信號解調和信息恢復對通信信號解調、監聽和信息恢復是通信情報偵察的重要內容。對于模擬通信信號，其解調和監聽的實現比較容易。數字通信信號調制方式多，對于通信偵察系統的數字調制解調器必須解決兩個根本問題，首先是解調器的通用性，它應該能夠6)通信偵察情報的融合處理通信偵察系統一般是由分布在不同地域的多個偵察和測向設備組成的。這些設備偵察到的通信信號可能是同一輻射源在相同時刻輻射的信號，也可能是同一輻射源在不同時刻輻射的信號，還可能是不同輻射源在不同時刻、不同地點輻射的信號等。通信偵察情報融合的目的，就是將各個設備觀測到的大量的通信輻射源報告進行綜合分析和相關處理，形成有價值的、統一的偵察情報，進一步得出敵方通信態勢和對態勢的評價及敵方兵力部署和作戰意圖分析，產生決策建議，上報給指揮中心。和通信網臺整體關系的分析，綜合各種偵察所得信息，可直接或間接得知敵方的作戰意圖，從而掌握敵方的全局部署情況。(4)有效分類和識別目標。在電磁環境愈來愈復雜的今天，如何快速尋找到需要的信號是一個非常棘手的問題。通過對敵通信網臺細微特征(指紋)的進一步偵察、分析、研究和評價，還可實現對輻射源個體特征的識別和分類。(5)監視敵方發射的干擾。和平時期，通信偵察可以用于情報的搜集與積累，偵察敵方各種通信信息；戰時，通信偵察還能向指揮機構提供敵方實施電子進攻的有關信息，提供敵人是否施放了通信干擾，以及施放了什么樣的通信干擾等，為我方及時、正確地組織指揮通信和采取抗干擾措施提供依據。通信偵察系統的組成

通信偵察的任務由通信偵察系統完成。典型的通信偵察設備包括天線、射頻接收機、測向設備、通信信號分析和處理設備、通信情報分析設備、通信鏈路和控制設備等組成。其組成如圖2.1-1所示。(1)天線。通信偵察系統的天線包括偵察天線和測向天線，在某些情況下測向天線和偵察天線共用。偵察天線通常使用寬頻段、寬波束天線。測向天線也是寬頻段天線，但是根據測向方法的不同，也使用不同結構形式的多元天線陣。(2)射頻接收機。射頻接收機在寬頻帶范圍內將射頻信號混頻、放大，為信號分析和測向處理設備提供足夠強的中頻輸出信號。通信偵察的射頻接收機可以是窄帶搜索接收機，也可以是寬帶接收機。對于測向系統，它的射頻接收機可能是多通道的。圖2.1-1通信偵察系統組成(2)空域覆蓋范圍?？沼蚋采w范圍反映了偵察系統方位和俯仰角覆蓋能力?？沼蚋采w范圍與系統的天線和測向體制有關，對于全向系統，空域覆蓋范圍是一個以偵察天線為中心的全球或者半球，球的直徑與偵察作用距離有關。通信偵察系統的俯仰覆蓋通常是全向的，方位覆蓋范圍是全向或者定向的?？沼蚋采w范圍可以分解為方位覆蓋范圍和俯仰覆蓋范圍兩個指標。(3)工作頻率范圍。工作頻率范圍是通信偵察系統的重要指標。傳統的通信偵察系統的偵察頻率范圍為0.1MHz~3GHz，現代通信偵察系統的偵察頻率范圍已經向微波和毫米波擴展，高端需要覆蓋到40GHz甚至更高。通信偵察系統工作頻率范圍確實定主要由通信偵察系統的使命和任務決定。(4)系統靈敏度。系統靈敏度是指當偵察系統終端設備在規定的信噪比條件下，完成信號檢測或者處理時，天線輸入的最小信號功率或者天線口面上的最小信號場強。系統靈敏度與天線增益、接收機靈敏度、檢測信噪比等因素有關。它除了考慮接收機靈敏度外，還須考慮天饋系統的增益或損耗。現代通信偵察系統的系統偵收靈敏度大約為－90～－110dBm。(5)測頻精度。測頻精度(或稱“測頻準確度〞)是指通信偵察系統測量目標信號頻率的讀數與目標信號頻率真值的符合程度。測頻精度要求與工作任務要求和工作頻段有關，通常情報偵察頻譜監測任務要求的測頻精度要求最高，而在短波頻段，容許的測頻準確度一般為1～10Hz；在超短波以上頻段，允許的測頻準確度可稍低一些，一般為0.3～2kHz。2)接收機射頻通道指標(1)接收機靈敏度。接收機靈敏度是指當偵察系統終端設備在規定的信噪比條件下，完成信號檢測或者處理時，接收機輸入端的最小信號功率。接收機靈敏度與接收機體制、內部噪聲、瞬時帶寬等因素有關。通常直接檢波接收機靈敏度最低，而外差接收機的靈敏度較高。(2)接收機瞬時帶寬。瞬時帶寬是指接收機工作的帶寬，通常由接收機的中頻放大器帶寬決定。接收機的瞬時帶寬可以覆蓋多個通信信道，此時稱為寬帶接收機，它也可以只覆蓋一個通信信道，此時稱為窄帶接收機。通信信號的信號帶寬變化較大，如10kHz、25kHz、200kHz等，對于擴頻信號，其帶寬甚至到達幾十兆赫茲。因此，通信偵察接收機的瞬時帶寬通常是可變的。(3)頻率搜索速度。頻率搜索速度是指偵察接收機在單位時間內，可以搜索的頻帶范圍值。它與接收機本振的置頻速度、信號處理時間、信號環境等因素有關。偵察接收機的頻率搜索速度一般為100～2000MHz/s。(4)頻率搜索間隔。頻率搜索(步進)間隔反映接收設備精確調諧的能力，一般由接收機本振的最小頻率步進量決定。如短波接收機的最小頻率間隔為1～10Hz，超短波接收機的最小頻率間隔一般為1kHz，要求不太高的場合可為12.5kHz、25kHz，等等。(5)接收機動態范圍。接收機動態范圍是指為保證適應復雜的信號環境，通信偵察接收機能夠正確截獲和偵收的目標信號的強度變化范圍。動態范圍有兩種定義：①飽和動態范圍：一般指接收機靈敏度到飽和時的信號強度變化范圍。過強的信號會使接收機飽和，同時還會抑制弱小信號。②無寄生干擾動態范圍：當兩個以上的信號同時進入接收機時，由于射頻通道的器件的非線性，會引起交調干擾。無寄生干擾動態范圍是指接收機不出現交調干擾的最大信號與最小信號的電平之差。無寄生干擾動態范圍比飽和動態范圍小得多，一般要求動態范圍不小于50～60dB。(6)選擇性。通信偵察接收系統從大量復雜信號環境中選出所需的有用信號的能力稱為選擇性。選擇性可分為單頻選擇性和多頻選擇性兩類。單頻選擇性包括鄰道選擇性、中頻選擇性和鏡頻選擇性。鄰道選擇性一般要求不小于50～60dB，中頻選擇性和鏡頻選擇性通常要求大于80dB。多頻選擇性是指由于偵察接收機的非線性而引起的互調、交調、阻塞和倒易混頻。多頻選擇性通常用規定條件下容許的干擾電平來表示，一般為80～100dBμV。3)信號分析和處理指標(1)信號環境適應能力。信號環境適應能力是指信號分析和處理系統能夠正常分析和處理的通信信號種類、信號密度的能力。信號環境可以用復雜性和密集性描述。復雜性是指可以分析和處理信號的種類，即它可處理的常規通信信號、擴頻通信信號類型。密集性是指可以同時分析和處理的通信信號的個數。在現代戰場中，通常通信偵察設備面臨的是一個復雜、密集的信號環境。(2)信號處理帶寬。信號處理帶寬是指偵察系統信號處理器正常分析和處理信號的帶寬。信號處理帶寬越寬，信號處理器的能力越強。(3)信號處理時間。信號處理時間是指信號處理器在給定的信號環境條件下分析和處理信號所需的時間間隔。信號處理時間越小，信號處理器的能力越強。(4)信號正確識別概率。信號正確識別概率是指信號分析識別系統正確地識別信號類型的概率。它與信號環境密切相關，信號環境越復雜，信號識別的難度越高。(5)頻率分辯率。頻率分辨率是指系統能夠區分的兩個不同頻率的信號之間的最小頻率間隔。過適當的變換(如編碼、加密、調制等)后，形成某種形式的通信信號，然后以有線或者無線方式送給信道。接收設備從信道中提取發送設備發送的信號，并且進行與發送方相反的變換(解碼、解密、解調等)，恢復所傳送的信息，送給宿主。通信系統按照所傳輸的信息的類型是連續的還是離散的，分為模擬通信系統和數字通信系統。模擬通信系統比較簡單，通常只有調制/解調和頻率變換等根本功能，難以實現對信息的編碼和加密等處理，其抗干擾性能低于數字通信系統，因此模擬通信系統已經逐漸的被淘汰。一個典型的數字通信系統可能包含三種根本的信息變換過程，即編碼/解碼、加密/解密、調制/解調處理。這三種處理可以根據系統的需要進行選擇。下面我們分別介紹這三種變換過程及其特點。圖2.2-1數字通信系統原理框圖1)編碼/解碼變換通信系統中的編碼/解碼變換按照其目的分為信源編碼和信道編碼，信源編碼的任務是把信源發出的信息轉換為二進制信息流，以提高通信系統的傳輸效率。而信道編碼是為了減小傳輸過程中的錯誤而采取的編碼措施，是為了改善通信系統傳輸信息的質量。兩者的目的不同，因此既有聯系同時又有差異。(1)信源編碼。通信系統的信源可以是模擬信源，如音頻信號、視頻信號等；也可以是數字信源，如字符、數據、文件等。不管是模擬信源還是數字信源，在進行信源編碼后，都轉換為二進制形式的信息碼流。對于數字信息，信源編碼的過程實際上是把一個離散有限狀態符號集X={x1,x2,…,xL}中的每個符號，按照某種規那么指定一個唯一的R位二進制數與其對應。如常用的ASCII編碼，用8位二進制數表示英文字母和數字等，漢字編碼為16位二進制數，電報編碼采用莫氏碼。對于模擬信源，它發出的信息是連續信號，它的編碼過程實際上包括量化和編碼兩步。量化是把模擬信號轉換成數字信號的過程，常用的量化方法有均勻量化和非均勻量化兩種。對量化后的信息再進行編碼。在通信系統中，對模擬語音信號的傳輸是一個重要的任務之一，因此許多關于信源編碼的方法都是針對語音編碼的。語音編碼按照編碼的原理分為波形編碼和參量編碼兩種類型。其中波形編碼基于語音信號的時域特性實現，如脈沖編碼調制(PCM)、增量編碼調制(DPCM)等，也可以基于信號的頻域特性實現，如子帶編碼(SBC)、自適應變換編碼(ATC)等。參量編碼基于語音信號的描述模型中的幾個參數實現，如線性預測編碼(LPC)等。表2.2-1是幾種語音編碼器的性能。信源解碼器實際上是編碼的逆過程，它把編碼數據流復原成原始信息，這里不再討論。表2.2-1幾種語音編碼器的性能(2)信道編碼。信號在信道中傳輸的過程，會受到各種信道噪聲、無意或者有意干擾，引起傳輸錯誤。信道編碼的目的是檢測或者糾正傳輸過程中的錯誤，提高信息傳輸的可靠性和質量。信道編碼有三類根本方式，一種是前向糾錯控制(FEC)，其次是檢錯重發(ARQ)，最后是混合方法——FEC和ARQ結合。采用前向糾錯控制編碼時，設數據源的比特速率為R，為防止過失需要參加冗余比特，編碼器輸出速率為Rc，那么編碼效率是r=R/Rc。一般，Rc>R，r<1。此外，使用FEC后，使系統所需容量增大。系統中，編碼后的序列經調制后發送到信道，在接收端經解調、譯碼后恢復原信息序列。其余2N－2K個稱為禁用碼組。信息碼后有r個監督碼元，有2r個不同排列，選取其中一組作為監督碼元。按一定規那么選取監督碼元，就構成了不同的編碼方法。這些規那么就是按照一定的數學關系構成。如果監督碼元為本碼組中某些信息碼元的模2和，可以得到R個線性關系式，稱為一致監督關系，所構成的碼為線性碼。常用的線性分組碼有交織碼、BCH碼、格雷碼、RS碼等。每一種碼編碼效率是不同的，其檢錯和糾錯能力也不同。線性碼是分組碼，卷積碼是非線性碼。在分組碼中，N個碼為一組，其中r個監督位只能監督本組的K個信息碼。對于卷積碼，編碼器在任何時間內產生的n個碼元，不僅與這段時間內的k個信息碼有關，且與前(N－1)段內的信息碼有關，因此，卷積碼可以監督N段時間內的信息位。卷積碼的譯碼比編碼復雜，通常有代數譯碼和概率譯碼兩種方法。關于信道編碼的詳細論述，可以參考相關的教科書，這里不再詳細討論。2)加密/解密變換當需要保密通信時，可以對所傳輸的信息進行人為“擾亂〞，即加上密碼，以滿足保密要求。3)調制/解調變換調制在通信系統中有兩種重要作用，調制的主要作用是將基帶信號的頻譜搬移到射頻上去，使信號變換為適合于信道傳輸或者實現信道復用的頻帶信號；其次它可以提高系統傳輸的可靠性和有效性。在通信系統中，發送設備通常需要調制過程，而接收設備中需要解調過程，調制和解調兩者是互逆的。調制可以分為模擬調制和數字調制兩種方式，對于模擬調制，基帶信號是連續信號，而數字調制，基帶信號是離散信號。調制器需要載波信號，常用的載波信號是正弦波和脈沖波。正弦波作為載波的調制稱為正弦調制，而脈沖作為載波的調制稱為脈沖調制。常用的模擬調制以正弦波信號作為載波，利用模擬調制信號控制正弦載波的幅度、相位和頻率，分別稱為幅度調制(AM)、相位調制(PM)和頻率調制(FM)。幅度調制是線性調制，也稱為調幅信號，常見的調幅信號(AM)有幾種形式，如雙邊帶(DSB)、單邊帶(SSB)和殘留邊帶(VSB)等。相位調制和頻率調制是角度調制，它們是非線性調制，角度調制中FM是一種被廣泛應用的調制方式。與模擬調制相同，數字調制通常也以正弦波信號作為載波，但是其調制信號是離散的數字信號。分別利用數字基帶信號控制正弦載波的幅度、相位和頻率，可以得到數字調制信號。常用的數字調制信號為幅度鍵控(ASK)、相移鍵控(PSK)、頻移鍵控(FSK)、正交幅度調制(QAM)等。此外，數字調制還有二進制和多進制調制的形式，因此其調制樣式繁多，性能各異。模擬通信信號根本類型和特點常用的模擬調制信號是調幅(AM)和調頻(FM)。下面我們來分析這些信號的根本特點。模擬通信信號可以表示為s(t)=A(t)cos［2πfct+φ(t)］(2.2-1)式中，A(t)為信號的瞬時幅度；fc為信號的載波頻率；φ(t)為信號的瞬時相位。信號的瞬時頻率f(t)可以由式(2.2-2)確定：

1.調幅信號(AM)對于調幅信號，在式(2.2-1)中令φ(t)=φ0，A(t)=A0［1+mam(t)］，其中A0是載波幅度，ma是調幅度，m(t)是模擬基帶信號，并且滿足|m(t)|<1，則調幅信號可以表示為

sAM1(t)=A0［1+mam(t)］cos(2πfct+φ0)(2.2-3)(2.2-2)設模擬基帶信號的頻譜為M(ω)，則對上式進行傅立葉變換，可以得到調幅信號的頻譜為

式(2.2-3)和式(2.2-4)是雙邊帶調幅信號(AM-DSB)的時域和頻域表達式，其相應的時域波形和頻譜如圖2.2-2所示。(2.2-4)圖2.2-2AM-DSB信號的時域波形和頻譜雙邊帶調幅信號中存在載波分量，這就是它的頻譜函數中的沖擊函數分量。在式(2.2-3)中，如果基帶信號不包含直流分量，它將成為抑制載波的雙邊帶調幅信號(AM-SC-DSB)，其時域和頻域表示分別為

sAM2(t)=A0mam(t)cos(2πfct+φ0)(2.2-5)

由此可見，在抑制載波的雙邊帶調幅信號的頻譜中沒有載波譜分量。AM信號常用的形式還包括單邊帶調幅信號(AM-SSB)，單邊帶信號有兩種形式，它們是上邊帶(USB)和下邊帶(LSB)。其時域和頻域表示分別為(2.2-6)(2.2-7)式中,為基帶信號的希爾波特變換，其定義為(2.2-8)在式(2.2-7)中，如果取減號，得到的是上邊帶信號(USB)，如果取加號，得到的是下邊帶信號(LSB)。單邊帶信號的頻譜可以表示為(2.2-9)其中，當濾波器H(ω)為理想高通濾波器時，得到的是上邊帶信號；當濾波器是理想低通濾波器時，可以得到下邊帶信號。如果濾波器的特性是非理想高/低通濾波器，那么會得到殘留邊帶信號(AM-VSB)。邊帶的概念及其頻譜結構如圖2.2-3所示。設基帶調制信號的最高頻率分量為fm，即基帶信號的頻率范圍為0~fm，那么AM-DSB信號的帶寬為BAM=2fm(2.2-10)也就是說，雙邊帶AM信號的帶寬是基帶信號帶寬的2倍。圖2.2-3邊帶的功能及其頻譜結構從上述的分析可以看出，AM信號的根本特點是：(1)其包絡是變化的，且變化規律與基帶信號有關。(2)其載波頻率是恒定的，與基帶信號無關。(3)AM信號的帶寬是基帶信號帶寬的1～2倍。當它是DSB形式時，已調信號的帶寬是基帶調制信號的2倍；當它是SSB形式時，已調信號的帶寬與基帶調制信號相同；當它是VSB形式時，已調信號的帶寬處于基帶調制信號1～2倍之間。(4)AM信號中可能包含載波分量，這是DSB信號；或者不包含載波分量，這是SC-DSB信號。2.FM信號

調頻信號(FM)可以表示為(2.2-11)式(2.2-11)可以通過式(2.1-1)按照以下方式得到。令A(t)=A0,，其中A0是載波幅度，m(t)是模擬基帶信號，并且滿足|m(t)|<1，Kf是調頻斜率，它與調頻指數mf的關系為(2.2-12)其中，Δω是最大調頻角頻偏；Δf是最調頻頻偏；fm是基帶信號的最高頻率分量。調頻信號分為寬帶調頻和窄帶調頻兩種，實際中以寬帶調頻應用為主。調頻調制是一種非線性調制，調制后信號的頻譜用貝賽爾函數表示。寬帶調頻后，FM信號的帶寬為

BFM=2(Δf+fm)=2(mffm+fm)=BAM(mf+1)(2.2-13)對于寬帶調頻，mf>>1，因此FM信號的帶寬近似表示為

BFM≈mfBAM(2.2-14)可見寬帶調頻信號的帶寬比調幅信號寬得多。因此它需要較大的輸出帶寬，這需要占用較多的信道資源，但是它可以極大的改善解調器輸出的信噪比，得到比AM信號更好的抗干擾性能。從上述的分析可以看出，FM信號的根本特點是：(1)其包絡是恒定的。(2)其載波頻率是變化的，其變化規律與基帶信號有關。(3)FM信號的帶寬與基帶信號帶寬和調頻指數有關，通常其帶寬比AM信號寬得多。數字通信信號根本類型和特點常用的數字調制信號為ASK、PSK、FSK、QAM等。下面我們來分析這些信號的根本特點。對式(2.2-1)進行三角變換，可以得到s(t)=A(t)cos[2πfct+φ(t)]=A(t)cos[φ(t)]cos(2πfct)+A(t)sin[φ(t)]sin(2πfct)(2.2-15)令

則有

s(t)=I(t)cos(2πfct)+Q(t)sin(2πfct)(2.2-17)也就是說，通信信號可以表示成為上述的正交表達式，或者說，任何通信信號都可以利用兩個正交的基帶信號I(t)和Q(t)產生。(2.2-16)1.2ASK信號

2ASK信號，即二進制幅度鍵控信號，也稱為OOK。在式(2.2-17)中，令，Q(t)=0，可以得到2ASK信號的時域表達式為(2.2-18)其中,g(t)是持續時間為Ts的矩形脈沖；an∈{0,1}是二進制符號序列。如果在一個碼元持續時間［0,Ts］內觀察，則當an＝0時，2ASK信號不發送高頻脈沖；而當an＝1時，發送高頻脈沖。由于an是一個隨機序列，因此2ASK信號是一個被隨機單極性脈沖調制的隨機過程，其頻譜用功率譜描述。可以證明，當二進制序列an為0、1等概序列、基帶脈沖為矩形脈沖時，其功率譜為(2.2-19)2ASK信號的時域、頻域特性如圖2.2-4所示。圖2.2-42ASK信號的時域和頻域特性從上述的分析可以看出，2ASK信號的基本特點是：(1)其包絡是變化的，其載波頻率恒定的。(2)功率譜中包含載波分量。(3)功率譜的連續譜的形狀是Sa()函數，其第一零點寬度為2fs。(4)信號帶寬是基帶脈沖波形帶寬的2倍，近似為2fs。2.2PSK信號

2PSK(BPSK)信號，即二進制相移鍵控信號。在式(2.2-17)中，令，Q(t)=0，可以得到2PSK信號的時域表達式為(2.2-20)注意到上述表述與2ASK是類似的，所不同的是符號序列的取值。對于2PSK調制，an∈{－1,1}。如果在一個碼元持續時間［0,Ts］內觀察，2PSK信號發送的是載波初始相位分別是0或者π的高頻脈沖序列，因此這種方式也稱為絕對相移鍵控信號。2PSK信號的另外一種形式是相對(差分)相移鍵控信號(DPSK)，它利用前后相鄰碼元的載波相位差表示二進制信息。當2PSK和2DPSK的時域波形完全一致時，它們表示的信息卻完全不同?；蛘哒f，如果不知道采用絕對還是相對相移調制，則從波形上我們無法區分它們。可以證明，當二進制序列an為0、1等概序列、基帶脈沖為矩形脈沖時，2PSK/2DPSK信號的功率譜為(2.2-21)2PSK信號的時域、頻域特性如圖2.2-5所示。從上述的分析可以看出，2PSK信號的基本特點是：(1)其包絡是恒定的，其載波頻率恒定的。(2)信號中個碼元的初始相位與信息碼有關。(3)功率譜可能不包含載波分量，其連續譜的形狀是Sa()函數，其第一零點寬度為2fs。(4)信號帶寬是基帶脈沖波形帶寬的2倍，近似為2fs。圖2.2-52PSK信號的時域和頻域特性3.2FSK信號

2FSK信號，即二進制頻移鍵控信號。2FSK信號的時域表達式為其中，an∈{0,1}；是an的反碼；φn和θn分別是碼元載波初始相位。如果在一個碼元持續時間［0,Ts］內觀察時，當an=1時，2FSK信號發送高頻脈沖的載波頻率是f1;當an=0時，發送高頻脈沖的載波頻率是f2。(2.2-22)可以證明，當二進制序列an為0、1等概序列、基帶脈沖為矩形脈沖時，2FSK信號的功率譜為(2.2-23)2FSK信號的時域、頻域特性如圖2.2-6所示。圖2.2-62FSK信號的時域和頻域特性從上述的分析可以看出，2FSK信號的基本特點是：(1)其包絡是恒定的，其載波頻率是變化的，它有兩個發送頻率f1和f2。(2)信號的發送頻率與信息碼有關。(3)功率譜可能包含載波分量，位于其兩個發送頻率f1和f2。(4)信號帶寬為B=|f2－f1|+2fs。4.QAM信號

QAM信號，即正交幅度調制信號，也稱為幅度相位聯合鍵控信號。在式(2.2-17)中，令，可以得到QAM信號的時域表達式為(2.2-24)從上式可以看出，QAM信號可以看成是兩個正交信號的和。目前常用的QAM信號主要是16QAM和64QAM信號。從上述的分析可以看出，QAM信號的基本特點是：(1)其包絡是變化的，載波頻率是恒定的。(2)碼元初始相位與信息碼有關。(3)功率譜形狀與PSK信號類似，信號帶寬與PSK信號相同。5.數字通信信號的星座圖

數字通信信號都可以利用正交形式表示。如果以I(t)為橫坐標，Q(t)為縱坐標，將I(t)和Q(t)的取值打點畫出來，這種圖形稱為星座圖。常見數字通信信號的星座圖如圖2.2-7所示。ASK信號的星座圖最簡單，只有I(t)分量，QAM信號的最復雜。圖2.2-7數字通信信號的星座圖測頻時間直接影響到偵察系統的截獲概率和截獲時間。頻域截獲概率，即頻率搜索概率定義為其中,Δfr是測頻接收機瞬時帶寬；f2－f1是測頻范圍，即偵察頻率范圍。例如，Δfr＝10MHz，f2－f1=1000MHz，則頻率搜索概率PIF1＝1×10－5，可見搜索接收機的頻率搜索概率很低。截獲時間是指達到給定的截獲概率所需的時間。如果采用非搜索測頻接收機，則信號的截獲時間為

TIF1=TTH+Tfm(2.3-2)其中,TTH是偵察系統的通過時間；Tfm是測頻時間。(2.3-1)2)測頻范圍、瞬時帶寬、頻率分辨力和測頻精度測頻范圍是指測頻系統最大可測的信號的頻率范圍；瞬時帶寬是指測頻系統在任一瞬間可以測量的信號的頻率范圍；頻率分辨力是指測頻系統所能分開的兩個同時到達信號的最小頻率差；將測頻誤差的均方根誤差稱為測頻精度。不同的測頻系統的測頻范圍、瞬時帶寬、頻率分辨力差異很大。如傳統的寬帶測頻接收機的瞬時帶寬很寬，其頻率截獲概率高，但頻率分辨率很低，等于瞬時帶寬。而窄帶搜索接收機的瞬時帶寬很窄，頻率截獲概率很低，但頻率分辨率很高。傳統搜索接收機的最大測頻誤差為瞬時帶寬越寬，測頻誤差越大。(2.3-3)3)可測頻信號類型通信信號可以分成常規通信信號和擴頻(特殊)通信信號。常規通信信號包括模擬調制信號，如AM、FM，數字調制信號如2ASK、2PSK、QPSK、2FSK、8FSK等，擴頻(特殊)通信包括DS-SS、FH-SS、QAM、FDMA、CDMA、TDMA等。一般而言，常規通信信號測頻比特殊通信信號的測頻容易。擴頻通信信號的測頻比較困難，特別是跳頻和跳時擴頻通信信號、突發通信信號等。4)靈敏度和動態范圍靈敏度是保證正確的發現和測量信號的前提，它與接收機體制和接收機的噪聲電平有關。2.4通信信號頻率的直接檢測方法頻率搜索接收機的根本原理頻率搜索接收機通常利用超外差接收機完成。按照頻率搜索的瞬時帶寬，可以將搜索接收機分為寬帶搜索和窄帶搜索。寬帶搜索是指在接收機的瞬時帶寬同時存在多個不同頻率的通信信號，或者接收機的瞬時帶寬大于信號帶寬。而窄帶搜索是指在接收機的瞬時帶寬內只存在一個信號。1)頻率搜索的根本原理搜索式超外差接收機原理如圖2.4-1所示。圖2.4-1搜索式超外差接收機原理2)寄生信道及其消除方法如果在混頻器輸入的同時參加信號fR和本振信號fL，由于混頻器的非線性作用，因此多種頻率組合可以產生中頻信號，其一般關系為mfL+nfR=fI其中,m、n為整數。由于射頻輸入信號比本振電平低得多，因此只考慮其基波分量，即n=±1。其中當m=1、n=－1時為主信道；當m=－1、n=－1時為鏡像干擾。主信道和鏡像信道如圖2.4-2所示。圖2.4-2主信道和鏡像信道示意圖對于主信道m=1，n=－1，它是接收機得到的有用信號的頻率關系，即

fL－fR=fI(2.4-1)而寄生信道是除了m=1，n=－1之外的頻率關系，即

mfL+nfR=fI，m≠－1且n≠－1(2.4-2)其中的主要寄生信道是滿足關系mfL±fR=fI的信道。而m=－1，n=－1為鏡像干擾，即

fR－fL=fI(2.4-3)在接收機中，通常用鏡像抑制比來衡量混頻器對鏡像干擾的抑制能力，它定義為：保持射頻輸入信號功率不變時，主信道輸出信號功率Pso與鏡像信道輸出干擾功率Pmo之比，即(2.4-4)為了保證鏡像干擾不引起測頻誤差，必須有足夠的鏡像抑制比，一般要求dms≥60dB。提高鏡像抑制比有以下途徑：(1)微波預選－本振統調。搜索過程中預選器跟隨本振調諧，實現單信道接收。此時，預選器的中心頻率fp(t)、帶寬Δfr與本振頻率fL(t)、中頻頻率fI的關系為(2)寬帶濾波－高中頻。用寬帶濾波器代替預選器，濾波器的頻率范圍為fp=［f1,f2］，并且提高中頻頻率，中頻滿足fI>(f2－f1)/2。圖2.4-3頻率搜索時間圖2.4.3頻率搜索時間和速度

1.頻率搜索時間

頻率搜索時間是指搜索完給定頻率范圍所需的時間。它與頻率搜索范圍|f2－f1|、頻率步進間隔Δf、信道間隔ΔF、本振換頻時間Tlr、搜索駐留時間Tst等因素有關。對于寬帶搜索接收機，頻率步進間隔通常按照二分之一的準則選擇，即頻率步進間隔為搜索帶寬ΔfI(中頻帶寬)的二分之一。按照這個準則，頻率步進搜索過程中的本振頻率點數Nwb為(2.4-5)寬帶接收機一次完成多個通信信道的搜索，它的頻率搜索時間為

Tfwb=Nwb(Trs+Tst)(2.4-6)類似地，對于窄帶搜索接收機，頻率步進間隔可以為通信信號的最小信道間隔Δf。相應的頻率步進搜索過程中的本振頻率點數Nnb為(2.4-7)窄帶搜索接收機一次完成單個通信信道的搜索，它的頻率搜索時間為

Tfnb=Nnb(Trs+Tst)(2.4-8)設超短波通信電臺的頻率范圍為30～90MHz，信道間隔為25kHz，本振換頻時間為100μs，搜索駐留時間為1000μs。如果利用窄帶頻率搜索接收機，那么本振頻率點數Nnb為頻率搜索時間為

Tfnb＝2400×(100＋1000)＝2640000μs＝2640ms可見頻率搜索時間是比較長的。為了減小頻率搜索時間，有以下4個可能的途徑：(1)通過采用并行多信道搜索方式，減小頻率搜索范圍。它可以減小搜索時間，但是也會使設備量和成本增加。(2)采用寬帶搜索方式，減小頻率步進搜索過程中的本振頻率點數。(3)采用換頻時間短的高速頻率合本錢振。(4)減小搜索駐留時間。搜索駐留時間主要取決于頻率測量和信號分析時間。在搜索駐留時間內，信號處理器需要完成給定的頻率測量、信號參數分析等任務。為了減小搜索駐留時間，需要采用高速、高性能的信號處理器。2.頻率搜索速度頻率搜索時間和搜索速度會影響系統的頻率截獲概率。一般情況下，采用搜索方式工作時，可以按照頻率搜索速度分為頻率慢速可靠搜索、頻率快速可靠搜索和概率搜索。(1)頻率慢速可靠搜索。實現頻率慢速可靠搜索的根本條件是：在頻率搜索周期內，通信信號始終存在，同時搜索接收機在的搜索駐留時間大于信號處理時間。設通信信號的停留時間為Tsd，頻率搜索周期為Tf，搜索駐留時間為Tst，信號處理時間為Tsp，那么頻率慢速可靠搜索的根本條件可以表示為Tf≤Tsd且Tst≥Tsp(2.4-9)上述可靠搜索條件對于在頻率搜索過程中始終存在的通信信號是容易滿足的，而對于持續時間短的突發通信信號、跳頻通信信號等，就比較困難。(2)頻率快速可靠搜索。實現頻率快速可靠搜索的基本條件是：搜索接收機在的頻率搜索周期小于通信信號的停留時間，即滿足

Tf≤Tsd(2.4-10)此時要求的頻率搜索速度為(2.4-11)對于給定的搜索接收機，它能夠實現的最高頻率搜索速度與本振換頻時間Tlr和接收機的信號建立時間Trs有關，即(2.4-12)而接收機的建立時間是它的帶寬BI的倒數。通信信號的停留時間按照不同的偵察截獲要求，可以選取不同的參數。如對于常規數字調制信號，它的含義是碼元寬度；對于直接序列擴頻信號，它可以是偽碼周期；對于跳頻信號，它可以是跳頻信號駐留時間；對于LINK數據鏈信號，它可以是幀長度?？焖兕l率搜索要求的搜索速度可能很高，如工作頻帶為225～400MHz的LINK11信號，它的幀長度為13.33ms，它要求的頻率搜索速度是可見快速搜索的速度極高。當不滿足快慢和慢速搜索條件時，頻率搜索為概率搜索。圖2.4-4純信道化接收機的原理框圖信道化接收機利用波段分路器將偵察頻帶劃分為m1路，各個波段分路器輸出的信號經過第一變頻器變頻，將射頻頻率變換為第一中頻頻率fi1，第一本振組輸出等間隔的頻率，使各路中頻輸出頻率和帶寬相同。各路中頻輸出經過放大后分成兩路：一路送給門限檢測(Dt)，確定信號頻率屬于哪個波段；另一路輸出送給各自的子波段分路器，再分成m2路。各個子波段分路器輸出的信號經過第二變頻器變頻，將第一中頻變換為第二中頻頻率fi2，各路中頻輸出進行給門限檢測，檢測信號的頻率，同時輸出中頻信號。第一分路器為m1個，第一中放帶寬Δfr1=(f2－f1)/m1，第一中頻頻率Δfi1>(f2－f1)/2，當采用低外差方式時第一本振組頻率為

fL1j=f1－fi1+(j+0.5)Δfr1(j=0,1,2,…,m1－1)第二分路器為m2個，第二中放帶寬Δfr2=Δfr1/m2，第二中頻頻率Δfi2>Δfr1/2，當采用低外差方式時，第二本振組頻率為以此類推：第k分路器mk，第k中放帶寬Δfrk=Δfrk－1/mk，第k中頻頻率Δfik>Δfrk－1/2，當采用低外差方式時,第k本振組頻率為第k分路器輸出信號的頻率分辨力為(2.4-13)根據接收信號通過的各檢測信道nk(k=1,2,…)進行頻率估計：注意到在圖2.4-4的純信道化的結構中，包含了一個稱為信道化模塊的基本單元，其組成原理如圖2.4-5所示。信道化模塊由m個濾波器構成的濾波器組、混頻器組、中頻放大器組、門限檢測組等組成。濾波器組也稱為波段分路器或者信道分路器，它將輸入帶寬劃分為m個子頻帶，每個子頻帶利用各自的本振信號分別進行下變頻，得到相同的中頻頻率輸出。中頻輸出帶寬為輸入帶寬的1/m。各路下變頻器的中頻輸出經過放大后，分別進行門限檢測判斷，輸出門限檢測判斷結果，同時根據需要也可以輸出中頻信號。(2.4-14)圖2.4-5信道化模塊的原理借助信道化模塊，我們可以說圖2.4-4的純信道化由一個波段信道化模塊(一級)和m1個二級信道化模塊組成，并且波段信道化的m1個第一中頻輸出都續接了一個專用的二級信道化模塊，即并行使用了m1個二級信道化模塊。純信道化接收機的波段分路器個數是(2.4-15)混頻器和中頻放大器個數是(2.4-16)本振頻率個數混頻器和中頻放大器個數是(2.4-17)門限檢測器個數是(2.4-18)純信道化接收機可以得到很高的頻率分辨率和頻率覆蓋范圍，但是其體積大、重量重、成本高、系統復雜。2.頻帶折疊信道化接收機頻帶折疊信道化接收機的原理與純信道化接收機類似，它的第一級波段分路器與純信道化的相同。其余各級的分路器的輸出先取和，求和后的信號進入后級信道化模塊，依次類推。其原理如圖2.4-6所示。從上圖可以看出，折疊信道化接收機的每級只設一個信道化模塊，這種結構大大減少了設備量。但是，由于對分路器輸出取和，在減少了分路器的同時，各頻段的噪聲也疊加，使接收機靈敏度下降。此外，當不同頻率的信號同時到達時，同一級信道化模塊的假設干個中頻放大器均有輸出，當其和路后到下級的信道化模塊中會引起多路輸出，引起測頻模糊。為了防止測頻模糊現象，折疊信道化接收機需要特殊的解模糊處理。圖2.4-6折疊信道化接收機原理框圖3.時分制信道化接收機時分制信道化接收機的結構與頻帶折疊信道化接收機根本相同，所不同的是用快速分路開關取代了取和電路。在同一時刻，訪問開關只與一個波段接通，其他波段被斷開，防止了頻帶折疊帶來的噪聲增加和同時到達信號的影響。時分制信道化接收機原理框圖如圖2.4-7所示。時分制結構因為每層中頻輸出由訪問開關轉換，所以存在信號的漏截獲問題。從上述分析可以看出，信道化接收機實際上是利用一級或者多級濾波器組，將偵察頻段分成多個信道，最小信道間隔一般為25kHz(也有12.5kHz)。它具有靈敏度高、動態范圍大、搜索速度快、同時到達信號能力強等優點。缺點是結構復雜、體積大、本錢高。圖2.4-7時分制信道化接收機原理框圖信道化接收機存在的另一個問題是寬帶信號檢測的問題。當信號帶寬大于信道化間隔時，相鄰的多個信道都會有信號輸出，如果不進行處理，會引起虛假頻率輸出。4.中頻信道化接收機前面分析的信道化接收機是在射頻進行信道化的，在實際應用中，還可以采用中頻信道化接收機。典型的中頻信道化接收機原理框圖如圖2.4-8所示。中頻信道化接收機是在中頻局部使用中頻濾波器組實現寬帶與高靈敏度的超外差接收機。其射頻前端的射頻預選器的帶寬和本振頻率步進間隔與中頻濾波器組的帶寬匹配。其特點是濾波器組的設計可以通用化、模塊化，具有較強的適應性。圖2.4-8中頻信道化接收機原理框圖圖2.5-1聲光調制器的示意圖當適當功率的電信號施加到電聲換能器上時，電聲換能器將電信號轉換成超聲波，它會引起晶體內部折射率隨著電信號頻率變化，形成相位光柵。當激光束通過這種相位光柵時，聲波對光波進行相位調制，產生衍射光。這就是著名的喇曼－奈斯(Raman-Nath)衍射，喇曼－奈斯衍射產生的是多級衍射。一般聲光調制器都工作在布拉格(Bragg)衍射模式，因此聲光調制器又稱為布拉格小室。設輸入信號為單頻信號

s(t)=Acos(ωst+i)(2.5-1)光波波長為λ0，聲波在介質中的傳播速度為vs。當光束以布拉格角θi入射時，由布拉格衍射引起的衍射光的偏轉角與輸入信號頻率和光波波長的關系為(2.5-2)如果滿足條件θi+θd≤0.01rad，則上式簡化為(2.5-3)可見，衍射光的偏轉角與被測信號的頻率成正比。這就說明，在布拉格衍射條件下，衍射光的偏角大小代表了電信號的頻率。如果再利用透鏡對衍射光進行匯聚，實現空域傅立葉變換，然后對匯聚后的光進行光電轉換和檢測，就完成了頻譜分析即測頻工作。下面分析空域傅立葉變換的基本原理，其示意圖如圖2.5-2所示。圖2.5-2空域傅立葉變換的示意圖在圖2.5-2中，聲光器件位于FT透鏡的輸入焦平面P1，光電檢測器陣列位于FT透鏡的輸出焦平面P2。根據傅立葉光學原理，一個聚焦透鏡可以完成空域傅立葉變換。透鏡輸出焦平面P2與輸入焦平面P1上的空間調制函數f(x,y)之間滿足傅立葉變換關系：其中,R是透鏡中心到焦平面上的點(ξ，η)的距離。對于小衍射角，R≈F，并且令(2.5-4)為空間頻率，其中F為焦距。上式可以重新寫為對于一維的情況，上式簡化為設聲光器件位于平面P1，送給聲光器件的信號為

s(t)=cos(2πfst)(2.5-7)則聲光調制器在輸入焦平面P1光波的相位調制函數近似為(2.5-5)(2.5-6)(2.5-8)代入式(2.5-6)得到(2.5-9)其中A0和A±1分別是零階光和一階光分量。零階光是未受電信號調制的光分量，它對于頻譜分析沒有貢獻。而一階光是受到電信號調制的光分量，是我們所關心的光分量。一階光分量為(2.5-10)利用空間頻率fx±1與空間位移ξ±1的關系：(2.5-11)即經過透鏡后，聚焦到焦平面P2上的一階光束的空間位移為(2.5-12)其中,λs是頻率為fs的電信號在聲光介質中的波長；F是透鏡的焦距；L是聲光器件的光孔徑；T是聲光器件的聲波在聲光介質中的渡越時間。上述關系與傅立葉變換的理論完全符合，同時它說明，一階光束的空間位移與輸入信號頻率成正比。因此如果在輸出焦平面上放置光電檢測器陣列，就可以檢測輸入信號的頻率。2.聲光接收機工作原理

典型的聲光接收機原理框圖如圖2.5-3所示。聲光接收機利用聲光偏轉器(布拉格小室)使入射光束受信號頻率調制發生偏轉，偏轉角度正比于信號頻率，用一組光檢測器件檢測偏轉之后的光信號，從而完成測頻目的。天線收到的信號經過射頻預選器選擇進入接收機，經過混頻變換到聲光調制器的工作頻帶內。在測頻過程中，本振在系統控制單元的控制下，采用步進掃描，構成搜索接收機。經過混頻的中頻信號，再經過中頻放大器和功率放大器放大，驅動聲光器件，產生相應的衍射光。衍射光經過位于焦平面P2的光電檢測器陣列轉換成電信號，進行能量檢測，完成信號頻率的測量。圖2.5-3聲光接收機原理框圖從信號分析的觀點看，聲光接收機從原理上與信道化接收機是等價的。它利用聲光調制器，將不同頻率的信號衍射到位于透鏡輸出焦平面的光電檢測陣列(光電二極管或者CCD器件)，每個光電管的輸出相當于信道化接收機的一個信道的輸出。因此聲光接收機具有多信號分辨能力。聲光接收機的主要特點是瞬時帶寬寬、搜索速度快，能夠實現全概率信號的截獲，但動態范圍小。目前國外報道的聲光接收機的瞬時帶寬為5～2000MHz，頻率分辨率為20kHz～1MHz，動態范圍為30～40dB。本節給出的聲光接收機只是適用于譜分析的功率型聲光接收機，它只能測量光的強度，其輸出只有信號的幅度(能量)，沒有相位信息。在聲光接收機中還有外差型聲光接收機，它不但可以提供信號的幅度，還可以提供信號的相位，外差型聲光接收機的動態范圍提高到50～60dB。有關外差型聲光接收機的原理讀者可以參考相關的文獻資料，這里不再討論。2.5.2壓縮接收機

壓縮接收機建立在一種特殊的傅立葉變換——線性調頻變換(chirp變換)的基礎之上。下面分析它的工作原理。1.chirp變換原理

設輸入信號為f(t)，其頻譜可以通過傅立葉變換得到假設ω=μτ，其中μ是常數，τ是時間。對上式進行變量代換得(2.5-13)(2.5-14)利用卷積關系，上式可以表示為(2.5-15)令,則(2.5-16)其中,符號表示卷積運算。根據上式可以得到chirp變換的原理如圖2.5-4所示。圖2.5-4chirp變換的原理chirp變換處理的計算模型可以概括為M-C-M。這里M代表乘法，C代表卷積。在這個計算模型中，利用另外一種方式實現了時域信號的傅立葉變換。計算模型包括以下三個步驟：(1)將輸入的時域信號f(t)與一線性調頻信號ch-(t)相乘，使得f(t)在單位圓作相位變換，變成線性調頻信號(其頻率的變化與時間成線性關系)。(2)將上述乘積通過一斜率相等但符號相反的線性調頻濾波器h(t)=ch+(t)，進行卷積運算，所得輸出的包絡就對應著輸入信號的傅立葉變換。(3)卷積后的結果再與另一線性調頻信號ch+(t)相乘，去除掉因步驟(1)引入的相位失真，便得到輸入信號的譜函數。在譜分析應用中，我們只關心信號的振幅信息，不注重相位信息，因此后乘ch+(t)可用包絡檢波來代替。壓縮接收機就是根據上述原理，采用SAW色散延遲線作預乘和卷積。利用SAW濾波器構成的壓縮接收機如圖2.5-5所示。其中，利用脈沖展寬延遲線(PEL)產生chirp信號，卷積運算由脈沖壓縮延遲線(PCL)實現，乘法利用混頻器實現。PEL和PCL的時頻特性的斜率必須相反。圖2.5-5基于SAW器件的chirp變換譜分析儀2.壓縮接收機測頻原理

壓縮接收機利用PEL本振，將接收信號轉換為線性調頻信號，然后通過PCL延遲線壓縮信號，將頻率轉換到時域脈沖的延遲時間，通過測量延遲時間實現測頻。為了保證測頻范圍內的信號能夠完全被壓縮，壓縮接收機的測頻范圍、本振、壓縮延遲線的頻率-時間關系應該滿足下面的條件：(1)其測頻范圍等于壓縮延遲線(PCL)的帶寬，即f2－f1=ΔfC，它也是壓縮接收機的瞬時帶寬，其中f1和f2分別是接收機帶寬對應的最低和最高頻率。(2)本振掃頻范圍等于展寬延遲線(PEL)的帶寬，即fLmax－fLmin=ΔfE，它與壓縮延遲線的關系是：ΔfE=2ΔfC。(3)滿足完全壓縮的條件是本振頻率與信號頻率的差落入壓縮延遲線的頻帶fCmax－fCmin=ΔfC內，此時本振掃頻周期TE與壓縮延遲線采樣時間TC的關系為TE=2TC。滿足完全壓縮條件時，壓縮接收機測頻的頻率和時間關系如圖2.5-6所示。設輸入信號頻率為f1，它與掃頻本振混頻后得到中頻信號，中頻信號是一個線性調頻信號，其頻率差落入壓縮延遲線帶寬內的時間是0～TC，壓縮延遲線輸出的脈沖形狀為辛格函數(Sa())，其最大值的出現時間是TC。同理，如果輸入信號頻率為f2，它與掃頻本振混頻后得到中頻信號的頻率差落入壓縮延遲線帶寬內的時間是TC~TC+τ，壓縮延遲線輸出脈沖最大值出現的時間是TC+τ。圖2.5-6壓縮接收機頻率-時間關系圖由此可見，如果信號頻率不同，壓縮延遲線開始取樣的時間不同，則壓縮延遲線輸出脈沖最大值的時間不同，即輸出脈沖最大值的延遲時間與信號頻率成正比。這樣，只要測量輸出脈沖的時間，就可以得到信號的頻率，完成頻率測量。頻率為f1≤f≤f2的信號壓縮輸出的脈沖最大值的延遲時間為輸出脈沖的幅度為DC=ΔfCTC。根據輸出脈沖的延遲時間可以確定信號的頻率為(2.5-17)(2.5-18)壓縮接收機原理框圖如圖2.5-7所示。壓縮接收機是利用快速微掃本振，截獲偵察頻帶內的所有信號，再通過壓縮延遲線壓縮，轉換到時域進行測頻的接收機。聲外表波色散延遲線的頻率分辨率是延遲時間的倒數，它相當于一個濾波器組，濾波器數目等于帶寬和延遲時間的乘積。圖2.5-7壓縮接收機原理框圖3.壓縮接收機的參數

(1)頻率分辨率。壓縮接收機的頻率分辨率是指它可分辨的信號的最小頻率間隔，取決于壓縮延遲線的延遲時間。壓縮延遲線的帶寬ΔfC等于接收機的瞬時帶寬Δfr，它是壓縮接收機的瞬時測頻范圍。壓縮延遲線輸出脈沖寬度τ0=1/ΔfC，它是時域的最小分辨單元，接收機總的分辨單元為n=TC/τ0=TCΔfC，于是頻率分辨率為壓縮接收機解決了瞬時帶寬與頻率分辨率的矛盾。通過增加壓縮延遲線的帶寬可以擴大瞬時帶寬，通過增加壓縮延遲線的時寬可以提高頻率分辨率。(2.5-19)(2)壓縮增益和接收機靈敏度。壓縮延遲線在對信號壓縮時，可以使輸出脈沖的峰值提高。其壓縮增益為

DC=ΔfCTC(2.5-20)壓縮增益帶來的好處是，使接收機靈敏度提高了DC倍。如果壓縮延遲線失配引起的信噪比損失為LC，則在完全壓縮條件下，壓縮接收機的靈敏度SminC與普通接收機的靈敏度Smin0的關系為如果不滿足完全壓縮條件，即信號的取樣時間tsa小于TC，則實際靈敏度為(2.5-21)(2.5-22)(3)動態范圍。壓縮接收機的瞬時動態范圍主要受壓縮延遲線旁瓣電平的限制，其典型值為35～45dB，飽和動態范圍為60～80dB。(4)取樣時間。取樣時間tsa是壓縮延遲線對信號的截取時寬，其最大值是壓縮延遲線的時寬TC。(5)頻率截獲時間。頻率截獲時間tIF等于本振掃描周期，通常tIF=2tsa，tIFmax=2TC=TE。壓縮接收機的特點是搜索速度快、截獲概率高、頻率分辨能力強、體積小、重量輕、本錢低。但目前所能到達的動態范圍較小。此外，其輸出為窄脈沖，喪失了信號的其他信息，因此在通信偵察中其應用會受到限制。對模擬信號進行采樣后，所得數字信號的頻譜為原信號頻譜的周期延拓。采樣前后模擬信號和數字信號的頻譜如圖2.6-1所示。Nyquist采樣定理只討論了頻譜分布在(0,fH)上的基帶信號的采樣問題，如果對頻率分布在某一有限頻帶(fL,fH)的帶通信號進行采樣，雖然同樣可以根據Nyquist采樣定理按fs≥2fH的采樣速率來進行，但是當fH>>fH－fL，也就是當信號的最高頻率遠遠大于其信號帶寬時，會引入以下問題：(1)高速ADC器件難以實現；(2)由采樣孔徑抖動造成的信噪比惡化嚴重；(3)ADC采樣速率過高，對數字信號處理速度要求高，實時處理困難。圖2.6-1采樣前后的信號頻譜2.帶通采樣定理

由于帶通信號本身的帶寬并不一定很寬，因此自然會想到能不能采用比Nyquist采樣率更低的速率來采樣，而依然能正確地恢復原始信號x(t)。這就是帶通采樣需要解決的問題。帶通采樣定理：設一個帶通信號x(t)，其頻帶限制在(fL,fH)內，如果其采樣速率fs滿足n取能滿足fs≥2(fH－fL)的最大正整數(0，1，2，…)，則用fs進行等間隔采樣所得到的信號采樣值x(kTs)能準確地確定原信號x(t)。(2.6-1)上式用帶通信號的中心頻率也可表示為其中，f0=(fL+fH)，n取能滿足fs≥2B(B=fH－fL為頻帶寬度)的最大正整數。帶通采樣定理表明，對帶通信號而言，可按遠低于2倍信號最高頻率的采樣頻率來進行欠采樣(采樣率小于奈奎斯特頻率)，于是采樣頻率可大大降低，減少后端數據處理的工作量，提高處理效率，中頻數字接收機也易于實現。實際上，當f0=fH/2、B=fH時，取n=0，它就是Nyquist帶限信號采樣定理。帶通采樣前后的信號頻譜如圖2.6-2所示。(2.6-2)圖2.6-2帶通采樣前后的信號頻譜帶通信號采樣定理說明：對帶通信號而言，可按遠低于2倍信號最高頻率的采樣率來進行采樣。采樣率的選擇需要注意以下幾點：(1)ADC前的抗混疊濾波器工程上易實現；(2)采樣頻率的允許偏離足夠大，便于采樣時鐘的實現；(3)采樣后所需信號頻譜的保護帶寬足夠大，以便于濾波器的實現。帶通采樣定理的應用，大大降低了采樣率理論值，因而也大大降低了對ADC和DSP的要求。帶通采樣也稱為欠采樣，一般把采樣頻率低于2倍信號最高頻率的采樣方式稱為欠采樣。反之，把采樣頻率高于2倍信號最高頻率的采樣稱為過采樣。3.數字正交變換原理

根據傅立葉變換的性質可知，實信號x(t)的頻譜具有共軛對稱性，即X(f)=X*(－f)。因此，其正、負頻率的幅度分量是對稱的，相位分量是相反的，只需用其正頻分量或負頻分量就可完全描述x(t)，不會丟失任何信息。取正頻分量，構造一個信號z(t)，令它的頻譜Z(f)為(2.6-3)

z(t)與x(t)的關系：z(t)=x(t)+jH［x(t)］，其中，H［x(t)］表示x(t)的Hilbert變換。由Hilbert變換的性質可知x(t)和H［x(t)］是正交的。因此z(t)是x(t)的正交分解，稱為x(t)復解析信號。一個窄帶實信號表示為

x(t)=a(t)cos［ω0t+θ(t)］(2.6-4)它的解析表達式為

z(t)=a(t)cos［ω0t+θ(t)］+ja(t)sin［ω0t+θ(t)］(2.6-5)相應的極坐標形式為(2.6-6)將上式乘以，把載頻ω0變為零，其結果成為基帶信號(零中頻信號)，記為

xB(t)=a(t)ejθ(t)=xBI(t)+jxBQ(t)(2.6-7)其中,xBI(t)=a(t)cos［θ(t)］;xBQ(t)=a(t)sin［θ(t)］，它們稱為基帶信號的同相分量和正交分量。上述正交分解的過程可以表示在圖2.6-3中。將上述過程數字化，得到數字正交原理結構如圖2.6-4所示。其中，正交本振用數字控制振蕩器(NCO)實現，低通濾波器(LPF)通常用FIR濾波器實現。模擬輸入信號x(t)經高速采樣后變成數字信號，然后與數字正交本振相乘，得到零中頻的正交數字序列。其中LPF濾波器的主要作用是抗混疊濾波，濾波器后的數據進行抽取，以降低輸出數據的數據率。圖2.6-3正交下變頻原理框圖圖2.6-4數字正交下變頻原理框圖與模擬正交下變頻相比，數字下變頻的優點在于：由于兩個正交本振序列的形成與相乘都是數字運算的結果，其正交性是完全可以保證的，由于只用一個ADC，所以正交變換的幅度平衡也容易滿足，前提是必須確保運算精度。注意：在上述數字下變頻方法中，乘法器、低通濾波器(LPF)都以采樣頻率工作。當采樣速率很高，并且濾波器階數很高時，濾波器的實現將需要大量的軟件或者硬件資源。因此需要尋求高效的數字正交下變頻實現方法，基于多相結構的高效寬帶數字下變頻就是其中之一。4.基于多相結構的數字正交下變頻

設輸入信號為

x(t)=a(t)cos［2πf0t+φ(t)］(2.6-8)按照帶通采樣定理以采樣頻率fs對其進行采樣，其中(2.6-9)得到的采樣序列為(2.6-10)式中，xBI(n)=a(n)cosφ(n);xBQ(n)=a(n)sinφ(n)，可得

x(2n)=xBI(2n)cos［(2m+1)πn］=xBI(2n)(－1)n(2.6-11)(2.6-12)令(2.6-13)即x′BI(n)和x′BQ(n)兩個序列分別是同相分量xBI(n)和正交分量xBQ(n)的2倍抽取序列，其實現過程如圖2.6-5所示。圖2.6-5正交變換的多相濾波實現通過簡單的數字計算就能得到正交的兩路信號，擁有較高的精度。x′BI(n)和x′BQ(n)的數字譜為(2.6-14)這就說明兩者的數字譜相差一個延遲因子，在時域上相差半個采樣點，而這半個采樣點就是由奇偶抽取引起的。這種在時間上“對不齊”可以通過兩個時延濾波器加以校正。其濾波器響應要滿足：(2.6-15)由此可以得到兩種實現方法：或(2.6-16)上述描述的是多相濾波器實現的基本原理，其具體實現可參考相關的技術文獻。寬帶數字化接收機1.數字化接收機的根本原理和組成寬帶數字化接收機是一種信道化＋數字化的搜索接收機，其典型組成原理如圖2.6-6所示。射頻信號經過低噪聲放大器(LNA)放大、混頻后，變換為第一中頻信號，然后經過中頻分路器分為M路，分別送給M路中頻濾波器組濾波，再經第二混頻后轉換為統一的第二中頻。M路第二中頻具有相同的頻率，它們分別被M路中頻放大器放大后，利用M路數模轉換器(ADC)進行高速采樣數字化，利用FFT實現頻率測量。中頻數字化接收機實際上是模擬和數字混合的接收機。其射頻和信道化前端的設計與傳統的搜索接收機相同，其中的幾個關鍵指標如工作頻率范圍、接收機靈敏度、動態范圍等取決于射頻和信道化前端。因此在設計中需要仔細考慮。限于篇幅，這里只介紹有關數字化中的幾個關鍵問題。圖2.6-6典型寬帶數字化接收機組成原理2.數字化接收機的主要設計參數

數字化接收機的關鍵設計參數包括分路器路數M、單路處理瞬時帶寬BI和ADC采樣頻率等。瞬時處理帶寬和ADC采樣頻率主要受ADC器件、DSP處理器的處理能力等因素的限制。1)分路數目設搜索波段的頻率范圍為f2~f1，單路處理瞬時帶寬為BI，則分路器路數為可見，分路器路數由頻率范圍和中頻帶寬決定。當頻率范圍一定時，由中頻帶寬確定，而中頻帶寬與ADC器件、數字信號處理器的處理能力等因素有關。(2.6-17)2)ADC參數和系統性能的關系在數字接收機設計中，ADC的性能對系統性能有很大的影響。數字接收機的動態范圍和靈敏度會受ADC性能的限制。ADC的選擇一般從采樣分辨率(ADC位數)、采樣頻率和輸入模擬帶寬等幾個方面考慮。目前12位ADC的采樣頻率可以到達200MHz，14位ADC的采樣頻率可以到達100MHz，10位ADC的采樣頻率可以到達1000MHz以上，其性能已經可以滿足數字化通信偵察接收機的要求。(1)ADC采樣頻率。ADC的采樣頻率取決于中頻頻率fI和中頻帶寬BI。數字接收機通常按照帶通采樣設計，其采樣頻率fs必須滿足(2.6-18)其中,中頻頻率是系統給定的；r＝1～2，是中頻濾波器的矩形系數。上式在數字化時經常會用到，當n＝0時是帶限采樣，當n≠0時是帶通采樣。注意：帶通采樣需要使用專門的帶通采樣ADC，帶通采樣ADC的模擬輸入帶寬通常大于最高采樣頻率。在使用時，要求ADC的模擬輸入帶寬至少應該大于中頻頻率加中頻帶寬。采樣頻率選擇時一般選擇一個同時滿足上述兩個條件的最低采樣頻率。否那么可能會引起所謂的混疊效應，導致采樣錯誤，使后續的數字處理無法正確完成。設中頻頻率fI＝70MHz，中頻帶寬BI＝20MHz，矩形系數r＝1.5。那么按照條件式(2.6-18)中的條件一，采樣頻率fs≥2.5×20＝50MHz；而按照式(2.6-18)中的條件二，可以選擇的采樣頻率為280、93.33、56、40MHz等。因此同時滿足兩個條件的采樣頻率最小值為56MHz。(2)ADC采樣分辨率和動態范圍。設ADC為b位，量化電平為q，輸入為單頻正弦信號，ADC允許的最大輸入電壓為Vmax，那么可以證明，ADC輸入的最大信號的功率和量化噪聲功率分別為(2.6-19)(2.6-20)ADC允許的最小輸入信號電平受ADC量化噪聲的限制，因此ADC的動態范圍為(2.6-21)用對數表示為

DADC=1.76+6.02b(dB)(2.6-22)最大信噪比是在輸入信號最大的條件下得到的，當輸入信號幅度下降時，量化信噪比也下降?？梢夾DC的動態范圍與它的最大量化信噪比的值相同。值得注意的是，ADC引入了量化噪聲，它輸出的噪聲功率中包含接收機輸出噪聲和量化噪聲兩部分，因此它影響整個接收機的噪聲系數，使系統噪聲系數惡化。3)頻率分辨率和瞬時處理帶寬如果數字接收機利用FFT進行頻率分析測量，那么頻率分辨率δf、采樣頻率fs、瞬時處理帶寬(中頻帶寬)BI、采樣間隔ts和FFT長度N滿足下面的關系(2.6-23)因此，當采樣頻率一定時，FFT長度越長，頻率分辨率越高。而FFT長度N為

可見，FFT的長度與瞬時處理帶寬和頻率分辨率有關。在處理帶寬一定的情況下，要求的頻率分辨率越高，FFT長度越大，當然完成FFT所需的運算時間就越長。我們知道，FFT的運算時間與NlbN成正比。另一方面，為了滿足頻率搜索速度的要求，在信號處理器能力有限的情況下可能不允許加長處理時間。因此，處理時間與搜索速度、頻率分辨率會產生矛盾。解決這個矛盾的唯一途徑是采用并行處理技術。并行處理可以采用并行多通道技術，也可以采用多