關于振幅調制解調第一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.7殘留邊帶調幅9.8高電平調幅9.9包絡檢波9.10同步檢波9.11單邊帶信號的接收9振幅調制與解調第二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.1概述9.1.1振幅調制簡述9.1.2檢波簡述第三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.1.1振幅調制簡述調制：將要傳送的信息裝載到某一高頻載頻信號上去的過程。高頻振蕩高頻放大話筒聲音緩沖發射天線倍頻調制音頻放大1.定義第四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一調制信號：是指由原始消息（如聲音、數據、圖象等）轉變成的低頻或視頻信號。可以是模擬信號，也可是數字信號。通常用uΩ或f(t)表示。載波信號：是指未受調制的高頻振蕩信號。可以是正弦信號，也可是非正弦信號。已調波信號：是指受調制后的高頻信號，即已經把調制信號加載到載波中的信號。9.1.1振幅調制簡述1.定義解調：是調制的逆過程，即從已調波信號中提取原調制信號的過程。振幅調制：是指利用調制信號去控制載波的振幅，使載波信號的振幅按調制信號的規律變化。第五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2.調制的原因從切實可行的天線出發 為使天線能有效地發送和接收電磁波，天線的幾何尺寸必須和信號波長相比擬，一般不宜短于1/4波長。音頻信號:20Hz～20kHz波長：15～15000km天線長度:3.75～3750km9.1.1振幅調制簡述第六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2.調制的原因便于不同電臺相同頻段基帶信號的同時接收頻譜搬移9.1.1振幅調制簡述第七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2.調制的原因可實現的回路帶寬基帶信號特點：頻率變化范圍很大。高頻窄帶信號頻譜搬移低頻（音頻）:20Hz～20kHz高頻（射頻）:AM廣播信號:535～1605kHz，BW=20kHzlowhigh2020k10k1000k100k9.1.1振幅調制簡述第八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一3.調制的方式和分類調幅調相調制連續波調制脈沖波調制脈寬調制振幅調制編碼調制調頻脈位調制9.1.1振幅調制簡述第九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一End4.調幅的方法平方律調幅斬波調幅調幅方法低電平調幅高電平調幅集電極調幅基極調幅9.1.1振幅調制簡述第十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.1.2檢波簡述從振幅受調制的高頻信號中還原出原調制的信號。1.定義第十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.1.1檢波器的輸入輸出波形9.1.2檢波簡述第十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.1.2檢波器檢波前后的頻譜9.1.2檢波簡述第十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.1.3檢波器的組成部分9.1.2檢波簡述2.組成第十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一End3.檢波的分類二極管檢波器三極管檢波器檢波器件信號大小小信號檢波器大信號檢波器工作特點包絡檢波器同步檢波器9.1.2檢波簡述第十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2調幅波的性質9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜9.2.2調幅波中的功率關系第十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一振幅調制用調制信號去控制載波信號振幅,使載波信號瞬時幅度隨調制信號作線性變化的過程調制方程：AmplitudeModulation定義：第十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜1.普通調幅波的數學表示式首先討論單音調制的調幅波。載波信號：

調制信號：

調幅信號（已調波）：

由于調幅信號的振幅與調制信號成線性關系，即有：

，式中為比例常數即：

式中ma為調制度，

常用百分比數表示。第十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜

波形特點：

(1)調幅波的振幅（包絡）變化規律與調制信號波形一致

(2)調幅度ma反映了調幅的強弱度

第十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜第二十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一m=1m>1m<1AM調制m:調制度（調制指數）Matlab仿真波形圖

第二十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一t=0:0.0001:0.1;%時間wb=2*pi*20;%調制波頻率20Hzw0=2*pi*500;%載波頻率500HzVbm=6;%調制波振幅V0m=10;%載波振幅

%調制信號vb=Vbm*cos(wb*t);%載波信號vc=V0m*cos(w0*t);%調制指數m=Vbm/V0m;%默認系統靈敏度ka為1。

%已調波信號vam=V0m*(1+m*cos(wb*t)).*cos(w0*t);%AM調制%繪圖plot(t,V0m*(1+m*cos(wb*t)),'b',t,-V0m*(1+m*cos(wb*t)),'b',t,vam,'r');%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%vdsb=V0m*m*cos(wb*t).*cos(w0*t);;%DSB調制figure;plot(t,V0m*(m*cos(wb*t)),'b',t,-V0m*(m*cos(wb*t)),'b',t,vdsb,'r');附：AM調制仿真程序（Matlab）第二十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜圖9.2.2由非正弦波調制所得到的調幅波第二十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2.普通調幅波的頻譜（1）由單一頻率信號調幅

Ω調制信號ω0載波調幅波ω0+Ω上邊頻ω0-Ω下邊頻9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜第二十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一信號帶寬ω0(2)限帶信號的調幅波Ωmax調幅波ΩmaxΩmaxΩmaxΩmax調制信號載波ω0+Ωmax上邊帶ω0-Ωmax下邊帶End9.2.1調幅波的數學表示式與頻譜第二十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.2.2調幅波中的功率關系 如果將普通調幅波輸送功率至電阻R上，則載波與兩個邊頻將分別得出如下的功率：ω0載波功率:上邊頻或下邊頻:在調幅信號一周期內，AM信號的平均輸出功率是第二十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一載波本身并不包含信號，但它的功率卻占整個調幅波功率的絕大部分。當ma＝1時，PoT＝(2/3)Po；當ma＝0.5時，PoT＝(8/9)Po；從調幅波的頻譜圖可知，唯有它的上、下邊帶分量才實際地反映調制信號的頻譜結構，而載波分量僅是起到頻譜搬移的作用，不反映調制信號的變化規律。9.2.2調幅波中的功率關系ω0第二十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一（1）由單一頻率信號調幅調幅波的最大功率和最小功率，它們分別對應調制信號的最大值和最小值為:總結：由前面分析可得：

(1)當調幅度m=1時，調幅波的最大功率為載波功率的4倍，而最小功率為零，因此由于最大、最小功率相差太大，對特定的功放管而言，其額定輸出功率將大大受限；

(2)當m＝1時，不攜帶調制信號的載波成分將占用調幅波總功率的2/3，而帶有信號的邊頻只調幅波總功率的1/3，因此功率浪費大，效率低；若m<1，則效率更低。9.2.2調幅波中的功率關系m=1第二十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一

（二）雙邊帶信號（DSB）

在調制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調制信號相乘得到，其表示式為：若調制信號為單一正弦信號vΩ=VΩcosΩt調制時，其中g(t)在是可正可負的，它與普通調幅波的幅度函數Vm(t)是不同的DSB調制第二十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一DSB調制AM調制DSB已調信號波形DSB調制第三十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一DSB調制DoubleSideBand第三十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一DSB調制DoubleSideBand第三十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一DSB調制DoubleSideBand第三十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一單音信號DSB調制頻譜特性1、帶寬與AM調制相同2、功率大大降低。第三十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一單音信號DSB調制相位突變第三十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一上邊帶信號下邊帶信號單邊帶(singlesidebandSSB)信號

1、單邊帶信號的概念：單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調制過程中，直接將一個邊帶抵消而成。Ωmaxω限帶信號ωc載波ωc-Ωmax下邊頻帶信號ω

ωc+Ωmax上邊頻帶信號ωωc+Ωmaxωc-Ωmax第三十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一由DSB信號經過邊帶濾波器濾除了一個邊帶而形成，如：上邊帶信號下邊帶信號上邊帶濾波器下邊帶濾波器乘法器下邊頻帶信號ωωDSB信號ωc-Ωmax

ωc+Ωmax上邊頻帶信號ωωc+Ωmaxωc-Ωmax單邊帶(singlesidebandSSB)信號第三十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一單音調制的SSB信號波形單邊帶信號的波形及頻譜如圖所示，由于它們為單一頻率成分的信號，因此，單純從該信號中是無法知道原來調制信號，也無法看出實際該信號的特征。單邊帶(singlesidebandSSB)信號第三十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一單邊帶調制時的頻譜搬移單邊帶(singlesidebandSSB)信號總結：

單邊帶調制從本質上說是幅度和頻率都隨調制信號改變的調制方式。但是，由于它產生的已調信號頻率與調制信號頻率間只是一個線性變換關系（線性搬移），這一點與AM、DSB類似，因此通常還是把它歸結為振幅調制。

SSB調制的特點：占用頻帶窄，功率利用率高。第三十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一電壓表達式普通調幅波載波被抑制雙邊帶調幅波單邊帶信號波形圖頻譜圖信號帶寬三種振幅調制信號比較第四十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一非線性電路及元件的特性插入第五章內容第四十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.1概述無線電元件線性元件時變參量元件非線性元件：元件參數與通過元件的電流或施于其上的電壓無關。：元件參數與通過元件的電流或施于其上的電壓有關。：元件參數按照一定規律隨時間變化。第四十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖5.1.1串聯電路線性電路時時變線性電感電路時非線性電感電路時 描述線性電路、時變參量電路和非線性電路的方程式分別是常系數線性微分方程、變系數線性微分方程和非線性微分方程。5.1概述第四十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一End 在無線電工程技術中，較多的場合并不用解非線性微分方程的方法來分析非線性電路，而是采用工程上適用的一些近似分析方法。這些方法大致分為圖解法和解析法兩類。所謂圖解法，就是根據非線性元件的特性曲線和輸入信號波形，通過作圖直接求出電路中的電流和電壓波形。所謂解析法，就是借助于非線性元件特性曲線的數學表示式列出電路方程，從而解得電路中的電流和電壓。5.1概述第四十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.2非線性元件的特性5.2.1非線性元件的工作特性5.2.2非線性元件的頻率變換作用5.2.3非線性電路不滿足疊加原理第四十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.2.1非線性元件的工作特性圖5.2.1線性電阻的伏安特性曲線圖5.2.2半導體二極管的伏安特性曲線 與線性電阻不同，非線性電阻的伏安特性曲線不是直線。End第四十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.2.2非線性元件的頻率變換作用圖5.2.4線性電阻上的電壓與電流波形圖5.2.5正弦電壓作用于二極管產生非正弦周期電流 輸出電流與輸入電壓相比，波形不同，周期相同。可知，電流中包含電壓中沒有的頻率成分。第四十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一EndA.傳輸特性設：則中有：直流分量；基波分量和諧波分量：組合頻率分量：“非線性”具有頻率變換作用。5.2.2非線性元件的頻率變換作用第四十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.3非線性電路分析法5.3.1冪級數分析法5.3.2折線分析法

第四十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一常用的非線性元件的特性曲線可表示為其中式中a0，a1，…，an為各次方項的系數，它們由下列通式表示v=v1+v2，VQ是靜態工作點。i=a0+a1v+a2v2+a3v3+…+anvn+…上述特性曲線可用冪級數表示為5.3.1冪級數分析法第五十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.3.1冪級數分析法 從頻域考察非線性能夠揭示非線性的頻率變換作用，因此，選擇如下信號作為冪級數的輸入電壓。 將和項展開，可得i=a0+a1v+a2v2+a3v3+…+anvn+…第五十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一三角降冪公式直流成分耦次諧波基波、奇次諧波5.3.1冪級數分析法p+q≤n第五十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一ω0n最高次數為3的多項式的頻譜結構圖End5.3.1冪級數分析法第五十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.3.2折線分析法圖5.3.3晶體三極管的轉移特性曲線用折線近似信號較大時，所有實際的非線性元件幾乎都會進入飽和或截止狀態。此時，元件的非線性特性的突出表現是截止、導通、飽和等幾種不同狀態之間的轉換。第五十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖5.3.3折線法分析非線性電路End5.3.2折線分析法第五十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一開關函數分析法第五十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一5.4.4開關函數分析法圖5.4.6大小兩個信號同時作用于非線性元件時的原理性電路第五十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖5.4.7開關的控制信號及其開關函數5.4.4開關函數分析法第五十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一ω0End5.4.4開關函數分析法第五十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一調幅信號產生方法帶通濾波器帶通濾波器調制器非線性元件調幅信號產生電路的核心器件：相乘器（非線性器件）1、調幅信號產生第六十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一二極管調制電路iD=a0+a1v+a2v2+a3v3+…1.將二極管視為非線性器件iDvD取：iD=a0+a1v+a2v2

v=K(vΩ+v0)第六十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一二極管調制電路iD=gDvv≥02.將二極管視為開關iDvD

v=vΩ+v0iD=0v<0折線化處理，忽略死區電壓S(ω0t)rD=1/gD二極管等效為：iD=gDvS(ω0t)二極管看作由載波控制的開關：第六十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一%調制波頻率wb=1;%載波頻率w0=4;%調制波幅值Vbm=2;%載波幅值V0m=2;正弦波疊加相同幅值頻率相差不大時第六十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一%調制波頻率wb=1;%載波頻率w0=10;%調制波幅值Vbm=2;%載波幅值V0m=1;%調制波頻率wb=1;%載波頻率w0=10;%調制波幅值Vbm=2;%載波幅值V0m=6;正弦波疊加第六十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一%調制波頻率wb=1;%載波頻率w0=20;%調制波幅值Vbm=1;%載波幅值V0m=12;正弦波疊加此時，開關的開與關取決于v0的正負。單二極管調制條件單二極管調制電路將二極管視為開關第六十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一單二極管調制電路將二極管視為開關其中開關函數表示為：第六十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.3平方律調幅9.3.1工作原理9.3.2平衡調幅器第六十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.3.1工作原理調幅波的共同之處都是在調幅前后產生了新的頻率分量，也就是說都需要用非線性器件來完成頻率變換。這里將調制信號vΩ與載波信號vω0相加后，同時加入非線性器件，然后通過中心頻率為ω0的帶通濾波器取出輸出電壓vo中的調幅波成分。圖9.3.1非線性調幅方框圖第六十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一如果靜態工作點和輸入信號變換范圍選擇合適，非線性器件工作在滿足平方律的區段。9.3.1工作原理單二極管調制電路第六十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.3.2平衡調幅器圖9.3.2串聯雙二極管平衡調幅器簡化電路如果要獲得抑制載波的雙邊帶信號，觀察輸出電流表示式總的輸出電流總的輸出電壓v平衡的含義：1.兩路調制信號完全相同2.兩個二極管特性完全相同3.抑制載波第七十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.4斬波調幅9.4.1工作原理9.4.2實現斬波調幅的兩種電路第七十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.4.1工作原理圖9.4.1斬波調幅器方框圖第七十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.4.2斬波調幅器工作圖解9.4.1工作原理第七十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.4.3平衡斬波調幅及其圖解End9.4.1工作原理第七十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.4.2實現斬波調幅的兩種電路圖9.4.4二極管電橋斬波調幅電路第七十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.4.5環形調幅器電路9.4.2實現斬波調幅的兩種電路第七十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一經濾波后，有9.4.2實現斬波調幅的兩種電路環形調幅器電路VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1+uo-uΩ+-uΩ+-uΩ+-+

-uc+

-uc第七十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一模擬乘法器實現調幅5.4模擬乘法器電路分析9.5模擬乘法器調幅第七十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一差分對原理電路模擬乘法器電路分析單端輸出雙端輸出第七十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一模擬乘法器電路分析差分對的傳輸特性第八十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一模擬乘法器電路分析差分對的傳輸特性

ic1、ic2和io與差模輸入電壓u是非線性關系——雙曲正切函數關系,與恒流源I0成線性關系。雙端輸出時,直流抵消,交流輸出加倍。輸入電壓很小時,傳輸特性近似為線性關系,即工作在線性放大區。這是因為當|x|<1時,tanh（x／2）≈x／2,即當|u|＜UT＝26mV時,io=I0tanh（u/2UT）≈I0u/2UT。若輸入電壓很大,一般在|u|>100mV時,電路呈現限幅狀態,兩管接近于開關狀態,因此,該電路可作為高速開關、限幅放大器等電路。第八十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一模擬乘法器電路分析差分對的傳輸特性

小信號運用時的跨導即為傳輸特性線性區的斜率,它表示電路在放大區輸出時的放大能力,上式表示：gm與恒流源電流I0成正比，若I0隨時間變化，gm也隨時間變化，成為時變跨導。因此，可以通過控制I0的方法組成線性時變電路。線性時變參量電路分析第八十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一晶體三極管差分對模擬乘法器原理電路模擬乘法器調幅當輸入差模電壓u=Ucosω1t時,由傳輸特性可得io波形。其所含頻率分量可由

tanh（u/2UT）的傅里葉級數展開式求得,即第八十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一差分對頻譜搬移電路單端輸出雙端輸出1、信號uB單端輸入，有時會造成不便。2、V3的溫度漂移不能被抵消。模擬乘法器調幅第八十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一雙差分對電路由兩個單差分對電路組成。V1、V2、V5組成差分對電路Ⅰ,V3、V4、V6組成差分對電路Ⅱ,兩個差分對電路的輸出端交叉耦合。io=iI-iII=(i1+i3)-(i2+i4)=(i1-i2)-(i4-i3)第八十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一當u1=U1cosω1t,u2=U2cosω2t時,有式中x1=U1/UT，x2=U2/UT。它們包含f1和f2的各階奇次諧波分量的組合分量，若U1、U2<26mV，非線性關系可近似為線性關系，上式可近似為理想乘法器：雙差分對電路第八十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一接入負反饋時的差分對電路雙差分對電路作為乘法器時，要求輸入電壓幅度很小，為了擴大輸入信號動態范圍，需對其進行改進，如下圖所示。雙差分對電路的改進第八十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一集成模擬乘法器MC1596第八十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一第八十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.6單邊帶信號的產生9.6.1單邊帶通信的優缺點9.6.2產生單邊帶信號的方法第九十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.6.1單邊帶通信的優缺點使所容納的頻道數目加倍，大大提高波段利用率。單邊帶制能獲得更好的通信效果。單邊帶制的選擇性衰落現象要輕得多。要求收、發設備的頻率穩定度高，設備復雜，技術要求高。第九十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一調幅波ω0+Ω上邊頻ω0-Ω下邊頻9.6.2產生單邊帶信號的方法1.濾波器法圖9.6.1濾波器法原理方框圖第九十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.6.2濾波器法單邊帶發射機方框圖 必須強調指出，提高單邊帶的載波頻率決不能用倍頻的方法。因為倍頻后，音頻頻率Ｆ也跟著成倍增加，使原來的調制信號變了樣，產生嚴重的失真。這是絕對不允許的。9.6.2產生單邊帶信號的方法

Φ1濾波需采用石英晶體濾波器、陶瓷濾波器或表面聲波濾波器等。Φ2、Φ3則可以使用LC濾波器。第九十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一圖9.6.3單邊帶發射機方框圖舉例9.6.2產生單邊帶信號的方法第九十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2.相移法圖9.6.4相移法單邊帶調制器方框圖9.6.2產生單邊帶信號的方法最突出問題：調制信號90°相移非常困難第九十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一3.修正的移相濾波法圖9.6.5產生單邊帶信號的第三種方法9.6.2產生單邊帶信號的方法90°移相網絡工作于固定頻率第九十六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.8高電平調幅9.8.1集電極調幅9.8.2基極調幅第九十七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.8高電平調幅高電平調幅電路能同時實現調制和功率放大，即用調制信號vΩ去控制諧振功率放大器的輸出信號的幅度Vcm來實現調幅的。臨界過壓欠壓VCC（t）臨界過壓欠壓VBB(t)第九十八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一集電極調幅電路9.8.1集電極調幅第九十九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一EndiCiC1臨界過壓欠壓VCC（t）9.8.1集電極調幅第一百頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.8.2基極調幅基極調幅電路第一百零一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一EndiCvAM（t）臨界過壓欠壓V

BB(t)9.8.2基極調幅第一百零二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.9包絡檢波9.9.1包絡檢波器的工作原理9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百零三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.9.1包絡檢波器的工作原理非線性電路低通濾波器從已調波中檢出包絡信息，只適用于AM信號

輸入AM信號檢出包絡信息第一百零四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一EndVDCC++vWRL++充電放電iDvi–––串聯型二極管包絡檢波器9.9.1包絡檢波器的工作原理第一百零五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一9.9.2包絡檢波器的質量指標下面討論這種檢波器的幾個主要質量指標：電壓傳輸系數（檢波效率）、輸入電阻和失真。1)電壓傳輸系數(檢波效率)定義：第一百零六頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一1)電壓傳輸系數(檢波效率)vDiD-vCVimθ用分析高頻功放的折線近似分析法可以證明其中，θ是二極管電流通角，Ｒ為檢波器負載電阻，Ｒd為檢波器內阻。9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百零七頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2)等效輸入電阻考慮到包絡檢波電路一般作為諧振回路的負載，它勢必影響回路選頻特性（Q），下面分析其等效電阻其中，Vim是輸入高頻電壓振幅，Iim是輸入高頻電流振幅。9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百零八頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一2)等效輸入電阻如果忽略二極管導通電阻上的損耗功率，則由能量守恒的原則，輸入到檢波器的高頻功率，應全部轉換為輸出端負載電阻上消耗的功率（注意為直流）即有，而Vo9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百零九頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一3)失真產生的失真主要有：①惰性失真；②負峰切割失真；③非線性失真；④頻率失真。如果檢波電路的時間常數RC太大，當調幅波包絡朝較低值變化時，電容上的電荷來不及釋放以跟蹤其變化，所造成的失真稱作惰性失真。

①惰性失真(對角線切割失真)9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一

①惰性失真(對角線切割失真)調幅波包絡如圖所示，在某一點，如果電容兩端電壓的放電速度小于包絡的下降速度，就可能發生惰性失真。包絡變化率電容放電9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十一頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一

①惰性失真(對角線切割失真)放電速率假定此時為避免失真9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十二頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一

①惰性失真(對角線切割失真)實際上，調制波往往是由多個頻率成分組成，即Ω=Ωmin～Ωmax。為了保證不產生失真，必須滿足或9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十三頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路②負峰切割失真(底邊切割失真)隔直電容Cc數值很大，可認為它對調制頻率Ω交流短路，電路達到穩態時，其兩端電壓VC≈Vim。失真最可能在包絡的負半周發生。假定二極管截止，Cc將通過R和RL緩慢放電，相對于高頻載波一個周期內，其電壓VC≈Vim將在R和RL上分壓。直流負載電阻R上的電壓為9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十四頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路②負峰切割失真(底邊切割失真)Vim（1-m）V

imV

RVRVRV

RV

RV

R9.9.2包絡檢波器的質量指標第一百一十五頁，共一百二十八頁，編輯于2023年，星期一考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路