用運放設計函數發生器第一頁，共四十六頁，2022年，8月28日掌握運算放大器的主要直流參數與交流參數的測試方法；正確運用調零技術、相位補償技術及保護電路；掌握運算放大器的基本實驗電路及其工作原理。學習要求：第一部分

運算放大器的應用第二頁，共四十六頁，2022年，8月28日一、集成運算放大器的內部結構差動輸入級

中間放大級輸出級偏置電路第三頁，共四十六頁，2022年，8月28日741的內部結構：T1,T3與T2,T4組成差動輸入級電路T5,T6,T7組成差動放大器的恒流源電路T8，T9組成差動放大器的有源負載電路T14與T15組成中間電壓放大級，其中T14接成射極跟隨器，T15是電壓放大器T12與T13構成恒流源電路作為T15的集電極負載T16與T17組成互補對稱推挽輸出電路T18組成推挽電路的靜態偏置電路并消除交越失真T19與T20起過流保護作用第四頁，共四十六頁，2022年，8月28日粗測運放好壞

正負電源端與其它各引腳之間是否短路。若無短路則正確。

電路中主要晶體管的PN結電阻值是否正確。應該正向電阻小，反向電阻大。

測試時注意，不用小電阻檔（如“×1”檔），以免測試電流過大：也不要用大電阻檔（如“×10K”檔），以免電壓過高損壞運放。測量結果如下表：第五頁，共四十六頁，2022年，8月28日32746+Vcc-VeeVo+-UA741

黑表筆(+)

紅表筆(-)

電阻值7腳3腳

無窮大3腳7腳44K

7腳2腳

無窮大2腳7腳46K

7腳6腳

無窮大6腳7腳10K

6腳4腳1000K

4腳6腳10K

如果測得阻值與表中值相差太多，說明運放的差動輸入級或者推挽輸出管有損壞。第六頁，共四十六頁，2022年，8月28日二、運放的主要性能參數的測試方法運放的直流參數：運放的交流參數：輸入失調電壓VIO輸入失調電流IIO差模開環直流電壓增益AVD共模抑制比KCMR增益帶寬積AV?BW轉換速率（擺動率）SR

第七頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用

輸入失調電壓VIO

當運放的兩輸入端加相同的電壓或直接接地時為使輸出直流電壓為零，在兩輸入端間加有補償直流電壓VIO,該VIO稱為輸入失調電壓。VIO＝R1R1+RFVOVIO一般為（1￣20)mV，其值越小越好。測試方法：第八頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用輸入失調電流IIO

當運放的輸出電壓為零時，將兩輸入端偏置電流的差稱為輸入失調電流。即IIO＝IB+-IB-，其中IB+為同相輸入端基極電流，IB-為反相輸入端基極電流。IIO一般為1nA￣10nA，其值越小越好。測試方法：IIOV3R3－V2R1＝IB+-IB-第九頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用差模開環直流電壓增益AVD

當運放沒有反饋時的直流差模電壓增益。選擇電阻(R1+R2)>>R3。測量時，交流信號源的輸出頻率盡量選低（小于100Hz)，Vi幅度不能太大，一般取幾十毫伏。增益通常用DB（分貝）表示，即20LgAVD。測試方法：R1+R2AVD＝VOVi’＝VOVi*ViVi’＝VOVi*R2第十頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用共模抑制比KCMR

將運放的差模電壓放大倍數AVD與共模電壓放大倍數AVC之比稱為共模抑制比，單位dB。

其中Vi＝1V（有效值）、頻率為100Hz的正弦波。KCMR愈大，表示放大器對共模信號（溫度漂移、零點漂移等）的抑制能力愈強。測試方法：KCMR＝20lgAVDAVCdBAVD＝RF/R1AVC＝Vo/Vi第十一頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用AVBW＝常數測試方法：表2.2.1增益帶寬積測量值

RF

R1

AV

BW

AVBW

110KΩ10KΩ

2100KΩ10KΩ

31MΩ10KΩ運放的帶寬BW通常等于截止頻率fc，將放大倍數等于1時的帶寬稱為單位增益帶寬

增益帶寬積AVBWVi=100mV實驗結果表明：增益增加時，帶寬減小，但增益帶寬積不變（可能存在測量誤差）。因此，在給定電壓增益下，運放的最高工作頻率受到增益帶寬積的限制，應用時要特別注意這一點。

增高頻率直到AV=0.707AV(1KHz)時所對應的頻率就是運放的帶寬BW

第十二頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用轉換速率（擺動率）SR

運放在大幅度階躍信號作用下，輸出信號所能達到的最大變化率，其單位為V/us。測試方法：

測試電路中，Vi為10KHz的方波，其峰-峰值為5V。SR＝△V/△tt為輸出電壓vo從最小值上升到最大值所需的時間

轉換速度越高，說明運放對輸入信號的瞬時變化響應越好。影響運放轉換速率的主要因素是運放的高頻特性和相位補償電容。

第十三頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用三、集成運算放大器的基本應用1、反相放大器

其閉環電壓增益：AV=－RFR1輸入電阻

Ri=R1

輸出電阻

Ro0平衡電阻

Rp=R1//RF

其中，反饋電阻RF值不能太大，否則會產生較大的噪聲及漂移，一般為幾十千歐至幾百千歐。R1的取值應遠大于信號源vi的內阻。

若RF=R1，則為倒相器，可作為信號的極性轉換電路。

第十四頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用2、同相放大器其閉環電壓增益：

AVF=1+RFR1輸入電阻

Ri=ric

輸出電阻

Ro0平衡電阻Rp=R1//RF

若RF

0，R1=（開路），則為電壓跟隨器。ric為運放本身同相端對地的共模輸入電阻，一般為108。同相放大器具有輸入阻抗非常高，輸出阻抗很低的特點，廣泛用于前置放大級。

與晶體管電壓跟隨器（射極輸出器）相比，集成運放的電壓跟隨器的輸入阻抗更高，幾乎不從信號源吸取電流；輸出阻抗更小，可視作電壓源，是較理想的阻抗變換器。

第十五頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用4、加（減）法器

若取R1=R2=RF，并使其中一個輸入信號v1經過一級反相放大器，則加法器可以變為減法器，其輸出電壓為Vo=–(V2–V1)。RFR1VO=－V1＋RFR2V2)負號表示反相加法器

第十六頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用

上圖所示電路為卡拉OK伴唱機的混合前置放大器電路。其中，A1為射極跟隨器，實現阻抗變換與隔離，A2為基本的加法器，輸出電壓：RFR1VO＝－V1＋RFR2V2)＝－RFR1

V1＋V2)＝－10（V1

＋V2）第十七頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用5、微分器

為限制電路的高頻電壓增益，在輸入端與電容C之間接入一小電阻Rs,當輸入頻率低于

dvidtVO=－RFC式中，RFC為微分時間常數。fo=12πRsC時,電路起微分作用；若輸入頻率遠高于上式,則電路近似一個反相器，高頻電壓增益為

AVF=RFRs由于電容C的容抗隨輸入信號的頻率升高而減小,結果是

輸出電壓隨頻率升高而增加。

第十八頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用

實際的微分器電路如下圖(a)所示。若輸入電壓為一對稱三角波，則輸出電壓為一對稱方波，其波形關系如圖(b)所示。（a）（b）第十九頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用6、積分器

為限制電路的低頻電壓增益，可將反饋電容c與一電阻RF并聯。當輸入頻率大于

式中，R1C為積分時間常數。fo=－12πRFC時,電路起積分作用；若輸入頻率遠低于上式,則電路近似一個反相器，低頻電壓增益為

AVF=－RFR1t1R1CVO=－∫0Vidt由于電容C的容抗隨輸入信號的頻率降低而增加,結果是

輸出電壓隨頻率降低而增加。

第二十頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用

實際的積分器電路如下圖(a)所示。若輸入電壓為一對稱方波，則輸出電壓為一對稱三角波，其波形關系如圖(b)所示。（a）（b）第二十一頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用9、方波發生器

圖中R1與RF組成正反饋支路，運放同相端電壓

電阻R、電容C組成運放的負反饋支路。

V＋＝R1R1+RFVofo＝1T＝12RC·ln1+2R1RF（）當電容C的端電壓VC（等于運放的反相端電壓V–）大于V+時，輸出電壓Vo=–VZ（雙向穩壓管DZ的限幅電壓），則電容C經電阻R放電，VC下降。當VC下降到比V+小時，比較器的輸出電壓Vo=+VZ，電容C又經過電阻R充電，電容的端電壓VC又開始上升，如此重復，則輸出電壓vo為周期性方波，如圖所示。

調節電位器Rp可改變頻率。

第二十二頁，共四十六頁，2022年，8月28日

耦合電容C1、C3可根據交流放大器的下限頻率fL來確定，一般取

運算放大器的應用11、自舉式交流電壓放大器

若只放大交流信號，則可采用如右圖所示的運放同相交流電壓放大器（或反相交流電壓放大器）。

AVF=1+RFR2交流放大器的輸入電阻

Ri=R1

（R1一般取幾十千歐。）

C1=C3=(3～10）12RLfL反饋支路的隔直電容C2一般取幾微法。

電容C1、C2及C3為隔直電容

電阻R1接地是為了保證輸入為零時，放大器的輸出直流電位為零

第二十三頁，共四十六頁，2022年，8月28日

為提高交流放大器的輸入阻抗，可以采用如圖所示的自舉式同相交流電壓放大器。VB=R2R2＋RFVO

因為放大器的電壓放大倍數AvF=1+(RF/R2)，故

VO=（1+RFR2）ViR2＋RFR2VB＝運算放大器的應用反饋電壓

交流信號自同相端B點輸入，輸出信號經RF反饋至A點

VA=R2R2＋RFVO有VA＝VB第二十四頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用R1兩端的電壓相等，且相位相同，故稱R1為自舉電阻。流經R1的電流可視為零，從而大大提高了交流放大器的輸入電阻。輸入電阻

Ri=(R1//ric)(1+AVFF) 式中，F為反饋系數，F=R2/(R2+RF)。

對于圖所示電路參數，輸入電阻

Ri=(R1//ric)(1+AVFF)200k

第二十五頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用12、單電源供電的交流電壓放大器

右圖為單電源供電的反相交流電壓放大器。圖中，電阻R2、R3稱為偏置電阻，用來設置放大器的靜態工作點。

V+=VCC，即12V＋=R3R2＋R3VCC＝12VCC所以取R2=R3

靜態時V6=V+=12VCC

電容C1、C2為放大器的交流耦合隔直電容，因此，反向交流放大器的電壓放大倍數

AVF=RF/R1

第二十六頁，共四十六頁，2022年，8月28日運算放大器的應用

右圖為單電源供電的自舉式同相交流電壓放大器。該電路也能大大提高單電源供電的交流放大器的輸入電阻。

運放交流電壓放大器只放大交流信號，輸出信號受運放本身的失調影響較小。因此，不需要調零。

第二十七頁，共四十六頁，2022年，8月28日實驗任務：

實驗與思考題

2.2.1測試運放UA741的性能參數Av·BW、SR及KCMR，并與其典型值相比較。運算放大器的應用第二十八頁，共四十六頁，2022年，8月28日第二部分

函數發生器設計

一

、方波

-三角波函數發生器設計

函數發生器能自動產生方波

-三角波-正弦波。其電路組成框圖如圖3.4.1所示.圖3.4.1函數發生器組成框圖第二十九頁，共四十六頁，2022年，8月28日＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo11、方波

-三角波產生電路

電路圖如圖所示：比較器積分器C1稱為加速電容

，可加速比較器的翻轉

R1稱為平衡電阻

運放的反相端接基準電壓，即V–=0;

同相端接輸入電壓via；比較器的輸出vo1的高電平等于正電源電壓+VCC，低電平等于負電源電壓–VEE(+VCC=–VEE)。當輸入端V+=V-=0時，比較器翻轉，V01從+Vcc跳到-Vee，或從-Vee跳到＋Vcc。運放A1與R1、

R2

、R3、RP1組成電壓比較器。第三十頁，共四十六頁，2022年，8月28日＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo1Via=0若Vo1=-Vee,則比較器的上門限電位為Via+=-R2R3+RP1(-Vee)=R2R3+RP1(Vcc)

設V01=+Vcc,則

R2+R3+RP1(+Vcc)R2+R3+RP1

R2+R3+RP1整理上式,得比較器的下門限電位為-R2R3+RP1(+Vcc)=R3+RP1-R2(Vcc)Via－

=V+=RP1指電位器的調整值(以下同)第三十一頁，共四十六頁，2022年，8月28日

比較器的門限寬度VH為

VH=Via+Via－

=2R2R3+RP1Vcc由上面公式可得比較器的電壓傳輸特性，如圖3.4.3所示。圖3.4.3比較器電壓傳輸特性從電壓傳輸特性可見，當輸入電壓Via從上門限電位Via+下降到下門限電位Via－時，輸出電壓Vo1由高電平+Vcc突變到低電平-Vee。?

比較器的傳輸特性第三十二頁，共四十六頁，2022年，8月28日＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo1Vo2=

-(+Vcc)(R4+RP2)C2

t=-Vcc(R4+RP2)C2t當Vo1=-Vee時，Vo2=-(-Vee)(R4+RP2)C2t=Vcc(R4+RP2)C2ta點斷開后，運算放大器A2與R4、RP2、

R5

、C2

組成反相積分器，其輸入信號為方波Vo1時，則積分器的輸出

Vo2=-1(R4+RP2)C2當Vo1=+Vcc時，

Vo1dt第三十三頁，共四十六頁，2022年，8月28日

a點閉合，形成閉環

電路

，則自動產生方

波-三角波，其波

形如圖3.4.4所示。

圖3.4.4方波—三角波?方

波-三角波的工作過程：

當比較器的門限電

壓為

Via+

時輸出Vo1為高電平（+Vcc)。這時積分器開始反向積分，三角波Vo2

線性下降。

當Vo2下降到比較器的下門限

電

位Via－時，比較器翻轉，輸出Vo1由高電平跳到低電平。這時積分器又開始正向積分，Vo2線性增加。

如此反復，就可自動產生方

波-三角波。第三十四頁，共四十六頁，2022年，8月28日三角波的幅度為：Vo2m=

方波的幅度

略小于

+Vcc和-Vee。?方

波-三角波的幅度和頻率-1(R4+RP1)C2T40Vo1dt=-1(R4+RP1)C2T4實際上，三角波的幅度

也就是比較器的

門限電壓Via+·

Vo2m=Via+=R2R3+RP1·Vcc=-Vcc(R4+RP1)C2·

T4第三十五頁，共四十六頁，2022年，8月28日Vo2m=Vcc方

波-三角波的波頻率為：

?=R3+RP14R2(R4+RP2)C2R2R3+RP1

將上面兩式整理可得三角波的周期

T，而F=1/T三角波

的幅度為：

由此可見：1、方波的幅度由+Vcc和

–Vee決定；2、調節電位器RP1，可調節三角波的幅度，但會影響其頻率；3、調節電位器RP2，可調節方

波-三角波

的頻率，但不會影

響其幅度，可用

RP2實現頻率微調，而用C2改變頻率

范圍。·第三十六頁，共四十六頁，2022年，8月28日二、單片集成電路函數發生器ICL8038

ICL8038的工作頻率范圍在幾赫茲至幾百千赫茲之間，它可以同時輸出方波(或脈沖波)、三角波、正弦波。其內部組成如圖所示。

兩個比較器A1、A2的基準電壓2VCC/3、VCC/3由內部電阻分壓網絡提供。觸發器FF的輸出端Q控制外接定時電容的充、放電。

充、放電流IA、IB的大小由外接電阻決定，當IA=IB時，輸出三角波，否則為鋸齒波。I產生三角波—方波的工作原理與圖所示電路的工作原理基本相同。

ICL8038可以采用單電源(+10V~+30V)供電，也可以采用雙電源(±5V~±15V)供電。

第三十七頁，共四十六頁，2022年，8月28日由ICL8038組成的音頻函數發生器如圖所示。電阻R1與電位器RP1用來確定⑧腳的直流電位V8，通常取V8≥2/3VCC。V8越高，IA、IB越小，輸出頻率越低，反之亦然。因此，ICL8038又稱為壓控振蕩器(VCO)或頻率調制器（FM)。RP1可調節的頻率范圍為20Hz~20kHz。

圖3.4.8ICL8038組成的音頻函數發生器第三十八頁，共四十六頁，2022年，8月28日三、函數發生器的性能指標?輸出波形正弦波、方

波、三角波

?

頻率范圍

1Hz~10Hz,10Hz~100Hz,100~1KHz,1KHz~10KHz,10KHz~100KHz,100KHz~1MHz.

?

輸出電壓

一般指輸出波形的峰-峰值，即Vp-p=2Vm.?

波形特性

表征正弦波特性的參數是非線性失真~，一般要求

~＜3%；表征三角波特性的參數是非線性系數△，

一般要求△＜2%；表征方波特性的參數是上升時間

tr，一般要求tr＜100ns(1kHz，最大輸出時)。第三十九頁，共四十六頁，2022年，8月28日四、設計舉例（1）

確定電路形式及元器件型號

例設計一方

波-三角波-正弦波函數發生器。?

性能指示要求

頻率范圍

1Hz~10Hz,10Hz~100Hz;

輸出電壓方波Vp-p≤24V，三角波Vp-p=8V，正弦波Vp-p＞1V。采用如圖所示電路，其中運算放大器A1與A2用一只雙運放A747，差分放大器采用本章第三節設計完成的晶體管單端輸入—單端輸出差分放大器電路。因為方波的幅度接近電源電壓，所以取電源電壓+VCC=+12V，–VEE=–12V。波形特性

方波tr＜1s(1kHz，最大輸出時)三角波△＜2%，正弦波~＜5%第四十頁，共四十六頁，2022年，8月28日?

三角波-方

波-正弦波函數發生器實驗電路圖3.4.9三角波—方波—正弦波函數發生器實驗電路此處引腳標號為uA747芯片的，而實驗中用741芯片，引腳號不同，插板時一定要注意。第四十一頁，共四十六頁，2022年，8月28日（2）計算元件參數比較器A1與積分器A2的元件參數計算如下：

由式(3-4-8)得

當1Hz≤f≤10Hz時，取C2=10F，R4=5.1k，RP2=100k

；

當10Hz≤f≤100Hz時，取C2=1F，以實現頻率波段的轉換；R4及RP2的取值不變。取平衡電阻R5=10k。R2

VccR3+RP1=Vo2m

=412=

1

3取R2=10k，取R3=20k,RP1=47k,平衡電阻R1=R2//(R3+RP