..前言逆變是利用晶閘管電路把直流電轉變成交流電,這種對應于整流的逆向過程。例如：應用晶閘管的電力機車,當下坡時使直流電動機作為發電機制動運行,機車的位能轉變成電能,反送到交流電網中去。又如運轉著的直流電動機,要使它迅速制動,也可讓電動機作發電機運行,把電動機的動能轉變為電能,反送到電網中去。把直流電逆變成交流電的電路稱為逆變電路。在特定場合下,同一套晶閘管變流電路既可作整流,又能作逆變。變流器工作在逆變狀態時,如果把變流器的交流側接到交流電源上,把直流電逆變為同頻率的交流電反送到電網去,叫有源逆變。如果變流器的交流側不與電網聯接,而直接接到負載,即把直流電逆變為某一頻率或可調頻率的交流電供給負載,則叫無源逆變。交流變頻調速就是利用這一原理工作的。有源逆變除用于直流可逆調速系統外,還用于交流饒線轉子異步電動機的串級調速和高壓直流輸電等方面。逆變電源因體積小、重量輕、節材、節能、轉換效果高等特點,現已得到了廣泛應用。目前逆變電路的拓撲結構主要有單端正激式、單端反激式、推挽式、半橋式、全橋式等多種類型。根據需求可采用不同拓撲形式的逆變電路滿足其需求。目前IGBT〔絕緣柵雙極型晶體管是逆變電源中常用的功率器件,已逐步取代原晶閘管、晶體管、場效應管〔MOSFET。由于橋式逆變電源在選擇功率開關器件耐壓要求可以稍低,并有較高的功率輸出,現通常采用全橋式逆變電路來實現較大功率輸出。課程設計所要求做的是2kw的逆變電源主電路設計〔要求：電網電壓380v,允許變化10%,要求輸出220v,50KHz交流電壓向負載供電。目錄1.逆變電源發展及主電路的選擇………1.1逆變電源的發展··················································1.2主電路的結構選擇············································2.主電路部分設計……………………2.1整流電路設計部分………………2.1.1整流二極管的選擇…………2.1.2整流二極管的保護設計……………………2.2濾波電容Cd的選取………………2.3斬波電路設計······················································2.3.1斬波參數的選擇············································2.4逆變電路部分設計…………………2.4.1絕緣柵雙極型晶體管〔IGBT的選擇…………………2.4.2IGBT的保護設計…………………3.高頻變壓器設計部分…………………3.1高頻變壓器主要參數………3.2變壓器磁芯的選擇………………3.3高頻變壓器一次側、二次側繞組匝數計算································3.4計算繞組導線線徑及估算銅窗占有率························4.心得體會…………5.參考文獻…………………1.逆變電源發展方向及主電路的結構選擇1.1逆變電源的發展方向高頻逆變電源的發展與電力電子技術和器件的發展密切相關,高頻逆變式電源正是隨著現代電力電子技術的發展而發展起來的。感應加熱技術從誕生至今,經過近百年的發展,取得了令人矚目的成果,尤其是六十年代以后,固態電力電子器件的出現與發展,使感應加熱技術和現代化生產的許多方面密切相關,發揮了很大的的作用,因此世界各國都十分關注感應加熱技術的發展,并投入了相當的經濟支持和技術力量。目前傳統的感應加熱電源與固態感應加熱電源取長補短,互補共存。目前逆變式電源技術正朝以下方向發展：一、

沿20kHz的技術路線開發研制50kHz、100kHz級的逆變式電源。二、

探討旨在降低電力電子器件開關功耗,提高開關頻率的零電壓、零電流開關<軟開關>技術,其中包括電路拓撲結構和工程實現。高頻<1～10MHz>諧振開關技術,包括準諧振式和多諧振式零電壓、零電流技術,是近10年來國際電力電子領域研究的熱點。目前在1～10MHz,實驗室已達數百瓦水平；在100kHz級達幾千瓦水平。高頻諧振軟開關技術只有在數百kHz以上才能充分顯示其巨大的優越性,由于器件、材料和技術上的原因,在今后較長的一段時間內,高頻逆變式電源依然以硬開關技術為主,但軟開關技術也將愈來愈多地得到開發和應用[1]。三、

研制和生產大容量的逆變式電源。為適應市場的需求,大功率、高頻率逆變式電源已經引起越來越多人的關注,大量研發工作正在進行,而且容量還在不斷增大。四、

研制和生產智能控制的逆變式電源。為適應高質量、高性能和加熱工作的市場需求,愈來愈多地研究開發和生產智能控制的逆變式電源,其中包括了波形控制和模糊控制技術,人工神經網絡技術、自動跟蹤技術等等。采用波形控制和模糊控制技術的逆變式電源,在日本、美國、法國等國已有批量產品,我國已有研究開發成果和樣機。五、

研究功率因數校正和減少電網諧振干擾。目前串聯逆變式電源的輸入整流濾波單元均采用不可控二極管整流和大容量濾波電容,它會產生交變的嚴重非正弦化和窄脈沖電流,導致有的逆變器功率因數很低,如半橋式逆變器只有0.65左右。隨著逆變式電源的日益推廣應用,電網諧振問題變得愈來愈嚴重,因而改善輸入電流波形和提高功率因數已成為重要的課題,特別是對三相和中大功率的逆變式電源需要進一步開展功率因數校正和減少電網諧振波干擾的研究1.2主電路的結構選擇根據負載諧振形式的不同,可以將電源逆變器分為串聯諧振式逆變器和并聯諧振式逆變器兩種逆變結構。圖2-1和圖2-2分別給出了兩種逆變器的拓撲結構。圖1-1串聯諧振逆變器結構圖1-2并聯諧振逆變器結構1.1.2逆變電源的結構的選擇串聯諧振式逆變器的輸入端并接有大電容,逆變器將直流電壓變換為交流電壓,因此也稱為電壓源型逆變器；電流型逆變器的輸入端串接有大電感,形成平穩的直流電流,逆變器將輸入的直流電流變換為交流電流輸出,因此也稱為電流型逆變器。從電路原理的角度來看,兩種電路是完全對偶的。這種對偶性主要表現在以下幾個方面,如表1-1所示。表1-1兩種逆變器的比較綜合比較串聯諧振逆變器和并聯諧振逆變器的優缺點,從適合高頻小功率應用的角度,本設計選用串聯諧振逆變器電路拓撲。1.2串聯諧振式逆變電源穩壓調節方式因為電網電壓波動10%,所以要通過穩壓調節穩定高頻變壓器原流I10,從而穩定高頻變壓器輸出電壓使負載正常工作。串聯諧振式逆變電源的調壓主要方法是直流側調壓。1.2.1直流則調壓方式直流調壓通常采用相控整流或直流斬波來改變逆變器的輸入直流電壓的大小。〔1相控整流調壓由六只晶閘管組成三相全橋可控整流電路如圖1-3所示。圖1-3相控整流電路三相全橋可控整流電路是通過控制由6只晶閘管實現的全控整流橋的開通和關斷來調節直流輸出電壓,采用晶閘管整流電路雖原理易懂,并且可以通過調節控制角α,從而穩定電網電壓的波動。但是結合信號控制部分來說,相對而言,通過斬波電路的信號控制來調節電壓波動更為容易實現。直流斬波調壓逆變電源中的直流斬波調功方式的調功原理如圖1-4所示：圖1-4斬波調功方式原理框圖前端是由六只二極管組成的三相不可控整流器,輸出的直流電壓Ud,經過電容Cl濾波后送入由開關管T、續流二極管D、濾波電感L1組成的斬波器,調節T的占空比,逆變器得到的電壓就在0～Ud之間任意的電壓值。本設計選用不控整流加PWM軟斬波器的調壓方式。1.310kW逆變電源主電路的設計圖1-510kW逆變電源主電路圖采用二極管整流,得到脈動的直流電；再用電解電容進行濾波,輸出穩定的電壓；考慮電網電壓波動,通過檢測高頻變壓器原邊線圈電流I10并與額定值相比較,調節PWM信號從而通過斬波電路穩定高頻變壓器原邊線圈電流；用IGBT器件逆變,并用SPWM控制方式對逆變開關器件進行控制。從而使輸出端得到一系列幅值相等而脈沖寬度不相等的脈沖,用這些脈沖來代替正弦波或者需要的波形。按照一定的規則對個脈沖的寬度進行調制,即可以改變逆變電路輸出的電壓的頻率。此電路特點：〔1可以得到相當接近正弦波的輸出電壓；〔2整流電路采用二極管,可以獲得接近1的功功率因數；〔3通過對輸出脈沖寬度的控制就可改變輸出電壓,大大加快了變頻器的動態響應。2.主要功率器件的計算和選擇2.1整流部分三相380V電源,整流電路為三相橋式全波整流電路。假定沒有電壓變化,其輸入電壓為U=380V,則通過三相橋式不可控整流輸出電壓直流平均值：U0=1.35U=513V整流濾波后電壓為：U1=380V=537V考慮電網電壓波動<±10%波動>則整流濾波最高電壓為：U1max=110%U1=110%537V=590V整流濾波最低電壓為：U1min=90%U1=483V電源輸出功率為Pd=10kW,考慮設整流器、斬波器、逆變器的效率的都為%98,以及高頻變壓器的效率都為90﹪,并假設電源的功率因數為0.95,設計最大整流輸出功率為：PdM=IdmU1min則最大整流輸出電流:Idm===22.5A2.1.1整流二極管模塊的選擇〔1二極管的平均通態電流為1/3Idm<1/3應是三相整流中,每組二極管通過電流的總電流的1/3>,則二極管電流有效值ID=。ID===13A二極管電流定額：IDN=2=2=16.5A<考慮2倍安全余量>二極管電壓定額：UNRM==21.1537=1082V選擇額定電流為20A,額定電壓為1200V的快速恢復整流二極管型號：MUR20120。2.1.2整流二極管的保護設計〔1過壓保護正常工作時,二極管能承受的最大峰值UM有一定的限度。超過此峰值電壓的就算過電壓。在這個流裝置中,任何偶然出現的過電壓均不應該超過元件的不重復峰值電壓UDSM,而任何周期性出現的過電壓則應小于元件的重復峰值電壓URSM。這兩種電壓都是經常發生和不可避免的。因此,在變流電路中,必須采用各種有效保護措施,以抑制各種暫態過電壓,保護二極管元件不收損壞。抑制暫態過電壓的方法一般有3種：①用電阻消耗過電壓的能量；②用非線性元件限制過電壓的幅值；③用儲能元件吸收過電壓的能量。若以過電壓保護裝設的部位來分,有交流側保護,直流側保護和元件保護3種。〔以下計算均為經驗公式>交流側和直流側過電壓保護采用壓敏電阻；二極管采用RC電路保護。壓敏電阻的參數和RC電路值計算與選用方法如下。常用于中小功率整流器過電壓保護時可選用3~5kA；用于防雷保護時可選用5~20kA。①交流側過電壓保護計算：式中U───壓敏電阻兩段正常工作電壓的有效值。U1mA上限的確定應是在吸收過電壓時,其殘壓低于被保護的整流二極管所允許的電壓值。側交流側壓敏電阻U1的選擇考慮電網電壓波動<±10%波動>則：因為通常用于中小功率整流器操作過電壓保護時,可選擇3~5kA,故壓敏電阻RV1～RV3選擇VJY型額定電壓為1000V,5kA。②二極管的過電壓保護：整流二極管的過電壓保護,通常是在二極管元件兩端并聯RC電路,如圖所示。整流二極管過電壓保護電路RC的選擇：電容電容耐壓,電阻R一般取R=10～30,對于整流管取下限值。其功率滿足：——二極管額定電流〔A——整流輸出額定電壓<V>——二極管兩端電壓峰值。10205010020050010000.10.150.20.250.5121008040201052表2表2-1二極管RC保護電路參數經驗值整流二極管的過電壓保護,通常是在二極管元件兩端并聯RC電路,如圖2─1所示。圖2─1RC保護則保護電路參數計算：C=<2.5～5>0.05～0.1,取0.1；,取1500V；R=10,,取4W。③直流側過電壓保護在直流情況下：〔1.8～2.2Ud0V式中Ud0───整流濾波后的直流輸出電壓。則,U1MA<1.8～2.2>×537V=〔967～1181V,所以壓敏電阻RV4取1200v,5kA。〔2過電流保護快速熔斷器選用原則：額定電壓：額定電壓不小于正常工作電壓的方均根值。額定電流：額定電流應按它保護的元件實際流過的電流〔方均根值來選擇,一般可用下列各式計算。①交流側過電流保護采用快速熔斷器額定電壓：額定電壓不小于正常工作電壓的方均根值。額定電流：額定電流應按它保護的元件實際流過的電流〔方均根值來選擇,一般可用下列各式計算。交流側：──熔體額定電流──最大整流電流──三相橋式取0.816所以：故交流側快速熔斷器F0～F3選擇RS3額定電壓750V,考慮熔體額定電流應選4A的快速熔器。為限制短路電流上升率和瞬時短路電流峰值,在交流輸入端串三只進線電抗〔L1～L3,數值180,進線電抗還能阻隔中頻諧波影響交流電網。②二極管的過電流保護：,故交流側快速熔斷器FU1～FU6選擇RS3額定電壓750V,熔體額定電流20A的快速熔斷器。③直流側過電流保護采用快速熔斷器=18.36A,故直流側快速熔斷器FU7～FU8選擇RS3額定電壓750V,熔體額定電流20A的快速熔斷器。2.1.2濾波電容Cd選擇〔1電解電容Cd的作用：三相全波整流輸出的直流脈動頻率300Hz,為了供給逆變平滑的直流電壓,必須輸入整流電路和逆變器之間加入濾波電容,以減小整流輸出后直流電的交流成分。濾波電容一用電解電容器。電解電容Cd往往只被人們誤解城市濾波電容。實際上,電解電容Cd除了濾波意外更重要的的作用是吸收負載電感的反饋能量,起無功功率存儲交換的作用。電容不僅增加了變器的效率,而且保證了逆變器的可靠運行。〔2濾波電容Cd的計算如果把6次諧波脈動電壓Ud<6>限制在的范圍內則：〔式中Id<6>────6次脈動電流有效值,───市電網頻率,當f=50Hz時,=314rad/s>確定電解電容時,應首先考慮電網波動±10%,當輸出整流輸出電壓為最低值為90%U0=；且要保證輸出功率則Id<6>；這里；電容兩端電壓考慮較大的電解電容可以得到更平緩的輸入電壓并綜合考慮成本實際選用兩只標稱為3300μF/600V直流的電解電容串聯使用。2.3斬波電路設計2.3.1斬波參數的選擇〔1開關管的選擇：斬波器的頻率fr選定為50kHz,整流橋的輸出電流即斬波器的最大輸入電流IdM=22.5A,輸入電壓為U1=537V,斬波器承受的最大電壓與整流橋一致,為537V,輸入電網電壓380V整流濾波后,直流輸出最大值Ud=U×1.1×α,其中,U為380V電網電壓有效值；1.1為電壓波動系數；α為1.1裕量<或安全>系數。則,Ud=×380×1.1×1.1=650V。該值為IGBT所承受的穩態最大電壓值。但在實際工作中,IGBT所承受的最大峰值電壓往往在關斷時,其關斷峰值電壓Uceps=<Ud×1.15+150>·α。其中,Ud為直流輸出電壓大值；1.15為過電壓系數；150為感抗電流上升率di/dt引起的尖峰電壓<V>；α為1.1裕量<或安全>系數。則Uceps=<Ud×1.15+150>×α=<650×1.15+150>×1.1=987.25V,考慮IGBT電壓格則選1200V為實際電壓值。流過斬波器的最大電流為I=〔1.5～222.5=〔33.75～45A,所以選擇50A,1200VIGBT選取FUJI公司的IGBT,型號1MBH50D_120,故即使在該開關管發熱情況較嚴重的情況下仍可保證其通流能力在可靠范圍內。〔2開關管反并聯二極管Ds的選擇：開關管反并聯二極管Ds其電流值為IdM=22.5A,其參數與第四章中的整流二極管參數基本一致,所以考慮安全余量選擇額定電流30A,額定電壓1200V的快速恢復二極管,型號：MUR30120〔3續流二極管Df的選擇：續流二極管Df的參數也與第四章中的整流二極管參數基本一致,所以考慮安全余量選擇額定電流20A,額定電壓1200V的快速恢復二極管,型號：MUR20120〔4軟開關諧振電感和諧振電容的選擇：Lr和Cr的設計取決于它的諧振頻率fr和最大輸出電流Iomax。可以按照以下式子進行確定。式中：Kc=0.8。取Lr=60.8,=0.167,電容耐壓值1500。2.4逆變電路部分設計2.4.1絕緣柵雙極型晶體管〔IGBT的選擇<1>確定電壓額定值UcespUd=380=650V式中,α為波動系數,值取1.1。關斷時的峰值電壓表2─2IGBT電壓選擇則Ucesp=〔650×1.15+150α=987.25V式中1.15為過電壓保護系數；α為安全系數,一般取1.1；150為電感引起的尖峰電壓。考慮表4─1IGBT的電壓規格,本設計中選用的IGBT額定電壓為1200V<2>IGBT模塊額定電流確定：主變壓器一次側電流：I1.=,其中,NP高頻為變壓器原邊繞組的匝數；Ns為高頻變壓器副邊繞組的匝數；U10為變壓器一次側電壓,因為經整流逆變后輸出電壓為方波電壓,其有效值不變所以U10=U1=537V;U20為變壓器二次側電壓,由設計基本條件得出U20=220V；I2為變壓器二次側電流,I20=。則,。IGBT模塊每只管上的平均電流額定值<全橋式整流>I=0.5×I10=0.5×18.6=9.3A,如選用IGBT模塊給定電流額定值是在結溫TC=25℃條件下,則模塊電流值ICS應按下列條件給予確定。ICS=×I×1.5×1.4=1.414×9.3×1.5×1.4=27.5A,式中：為峰值系數；I為IGBT管上平均電流；1.5為單位時間<1min>過載容量系數；1.4為IGBT的IC減小系數。根據Ucesp=987V,ICS=27.5,考慮充足的安全余量選擇型號為FUJI公司的IGBT,型號1MBH30D_120。通過上述兩種對IGBT模塊選擇和理論計算,IGBT模塊選基本吻合的,這說明實際工作中所選用的IGBT是可行的。2.4.2IGBT的保護設計〔1過電壓保護功率主回路的吸收電路如圖6所示,是用來吸收IGBT關斷浪涌電壓和續流二極管反向恢復浪涌電壓。在某些應用中,吸收電壓還可以減少IGBT的開關損耗。通常有典型的4種吸收電路,選擇時則考慮功率電路的大小來選擇相應吸收電路。IGBT的過壓保護如圖2─2所示圖2圖2─2IGBT過壓保護電路①電容C的選取：根據C=；其中IC-IGBT最大集電極電流〔Atfv-IGBT最大集電極電壓上升時間〔s,tfi-IGBT最大集電極電流下降時間〔s,UCE-IGBT最大集電極與發射極電壓〔V；一般電容不要選擇過大,以0.1μF~0.2μF為宜,否則電阻發熱嚴重。〔取C=0.2μF②電阻的選擇：R=其中ton-IGBT最小導通時間；C-吸收緩沖電路中電容值。在逆變頻率為20kHz則D<占空比>==ton×fton===2μs電源最小占空比為0.1,由R=確定阻值大小。所以,R=3.3Ω,取5Ω。③二極管D的選擇：快恢復二極管〔FRD：有0.8-1.1V的正向導通壓降,35-85ns的反向恢復時間,在導通和截止之間迅速轉換,提高了器件的使用頻率并改善了波形。整流輸出的最大電流為I=〔1.5～222.5=〔33.75～45A,所以選擇50A,1200V故即使在該開關管發熱情況較嚴重的情況下仍可保證其通流能力在可靠范圍內。所以器件選取型號：MUR50120。過電流保護過電流保護的熔斷器的額定電流,取值取IGBT額定電流的1.5~2倍裕量,即：IRN=27.5×〔1.5~2=41.25A～55A,URN=1000V。所以FU9～FU12選擇RS3型額定電壓1000V,熔體額定電流50A的快速熔斷器。3高頻變壓器的設計3.1高頻變壓器主要參數高頻變壓器輸出功率PT=Pd=10000W;原邊繞組電壓幅值U1=537V；次級輸出電壓U20=2200V：開關頻率=50kHz；額定輸出電流I20=45.5A；變壓器效率3.2變壓器磁芯的選擇適用于高頻的磁芯材料有鐵氧體磁芯,鐵粉磁芯以及非晶合金。設計時,要查找三類磁芯的基本特性以選擇合適的磁芯材料,在一般情況下都可選用鐵氧體材料滿足設計要求。然后在根據廠家提供的磁芯材料手冊<一般可在磁芯廠家網站獲得>選取具體的磁芯材料編號并獲得其具體特性參數。磁芯規格的選取通常可先估算變壓器的效率,然后由輸出功率和估算效率計算出變壓器的輸人功率,再根據生產廠家給出的磁芯規格和傳送功率的關系數據來選擇。如果手頭缺少上述資料,可利用常用Ap法進行估算選取。〔3.1式中：Ae為磁芯截面積<cm2；AQ為磁芯窗口面積〔cm2；PT為變壓器的標稱輸出功率〔W；Bm是磁芯工作的磁感應強度〔G；是線圈導線的電流密度,通常取=2～3<A/mm2>；Km是窗口填充系數,一般取0.2～0.4；為開關頻率；KC是磁芯的填充系數,對于鐵氧體KC=1.0。要選取磁芯的AeAW接近且大于式<1>中的AP值。取=2A/mm2并將；Km=0．4：KC=1.0；=5Ox103<Hz>：為了多留些余地,可在減小主功率變壓器的最大磁通密度Bm=1000GS,等參數一起代人式<3.1>,得擬選擇EE型磁芯,其外形如圖3─1所示。圖3─1EE型磁芯外形圖其中Ae和Aw可按下面的式子進行估算。根據圖3─1中提供的磁芯尺寸,我們選擇EE110/110,其磁芯尺寸參數如表3─1所示表3─1EE型磁芯尺寸則,cm2,因此EE85/88磁芯的功率容量為：而2000W、20kHz的開關電源的設計功率容量為：AP=34.7可見它明顯小于功率容量乘積值70.16,符合要求。3.3高頻變壓器一次側、二次側繞組匝數計算計算高頻變壓器原邊繞組的匝數值：取原邊匝數20砸。計算高頻變壓器副邊繞組的匝數值：取整數時副邊匝數為8砸。3.4計算繞組導線線徑及估算銅窗占有率副邊繞組導線截面積為：mm2繞組導線規格的選擇。高頻電流的集膚效應,使導線的實際導電截面積減小。因此。在導線選擇上應使用多股導線并繞,副邊大電流繞組最好能使用寬而扁的銅帶,寬度與變壓器磁心窗口高度接近,厚度則受2倍的穿透深度限制。表3列出了高頻電流穿透銅導線的深度。表3─2高頻電流穿透銅導線的深度因為,所以允許采取的最大線徑為如去表稱直徑為0.94毫米的公制漆包線,需要股,取整為81股并繞。同理,對于變壓器原邊,其繞組導線截面積為。若同樣取標稱直徑為0．94mm的公制漆包線進行繞制的話,需要,取整為37股并繞。銅窗的占有率估算如下：,即得542.4392.25所以,銅窗是富裕的。此高頻變壓器計算參數基本符合要求。總電路圖如下：元件器件：元器件型號表序號～標號名稱型號規格1L1～L3電感180μH2RV1～RV3壓敏電阻VJY型1000V,5kA3F0～F2快速熔斷器RS3型750V,20AD1～D6整流二極管MUR201204R1～R6電阻10,4