《通信電子線路》

(第2版)顧寶良編著4．1引言4．2A類射頻功率放大器4．3B類和C類射頻功率放大器4．4高效射頻功率放大器4．5*阻抗匹配網絡與網絡設計4．6*射頻寬帶功率合成4．1引言射頻功率放大器RFPA是發射系統中的主要部分在調制器產生射頻已調信號后，射頻已調信號就由RFPA將它放大到足夠功率，經匹配網絡，再由天線發射出去。發射系統框圖4．1引言功率放大器輸出功率大，轉換效率是主要問題

通常在RFPA中，可以用LC諧振回路選出基頻或某次諧波，實現不失真放大。A類(甲類)B類(乙類)C類(丙類)D類(丁類)E類(戌類)

F類工作狀態開關型功率放大器線性功率放大器4．2A類射頻功率放大器忽略LC的線阻,功率管集射極電壓: UCE=VCC-ICRERE很小,功率管的靜態集射極電壓: UCE=UCEQ≈VCC交流工作時,輸出電壓: uo=-iCRL功率管的集射極間交直流總電壓：uCE=VCC-ICRE-iCRL≈VCC-iCRL理想狀態下: uCEmin≈0，uCEmax≈2VCC。

4．2A類射頻功率放大器

4．2．1正弦信號輸入時的A類RFPA對于正弦信號輸入時: iC=ICQ+iL其中交流分量: iL=ILmsinωt，而ILm≤ICQA類功放的輸出功率Po為:電源供給功率PD為:效率為:

當ILm=ICQ時，效率η最高，即ηmax＝50％。

理想狀態下，ULm=ILmRL≈ICQRL≈VCC

4．2A類射頻功率放大器

4．2．1正弦信號輸入時的A類RFPA實踐中功率管有飽和壓降UCE(sat)，它將會引起失真和降低效率。這時集電極電流中的交流峰值最大值為最高效率為:

4．2A類射頻功率放大器

4．2．2方波信號輸入時的A類RFPAICQ為工作點Q處的直流電流值，方波電流幅值ILm≤ICQ。輸出功率:效率：

如果ILm=ICQ，則η＝100%

根據功率管的這一特性,可設計出開關工作狀態的功放電路,D類、E類和F類功放等。

4．2A類射頻功率放大器

4．2．2方波信號輸入時的A類RFPA 如果LC回路調諧在基波選出基波頻率分量，輸出功率：I1m為iL中的基波電流振幅：

基波最大輸出功率:最高效率:LC回路諧振阻抗

如果把LC回路調諧在n次諧波上，就可實現n次倍頻。但效率隨n很快下降，即ηn=8/n2π2，但能實現不失真倍頻。

4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．1B類射頻功放電路(a)B類功放偏置(b)B類功放iC波形圖4．3．1B類功放偏置和iC波形iC信號嚴重失真為實現正弦信號的不失真放大，在這種B類功放中也常常采用LC并聯諧振回來選出基波正弦分量。 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．1B類射頻功放電路圖4．3．2集成互補MOSFETB類推挽功放目前在射頻功率放大器集成電路中，采用兩只互補功率MOSFET的B類推挽功率放大器。圖中Tl為N溝道耗盡型MOSFET，T2為P溝道耗盡型MOSFET，恒流源IQ和Rb是Tl和T2的偏置電路。在輸入信號電壓超過功率管的門限電壓前，MOSFET不導通。 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理如果將功率放大器偏置在功率管的導通時間小于半個周期，即導通通角,則這種工作狀態稱為C類。 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理iC中的直流分量IC0可以由如下積分關系計算: 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理功率管的導通通角 2θ=θ2-θ1，或代入上式可得直流分量IC0為： 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理iC中的基波分量幅值I1m可以用如下積分關系計算:C類功放電路的輸出功率Po為:C類功放電路的電源供給功率PD為: 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理C類功放的效率η為:若忽略功率管的飽和壓降UCE(sat),則當iC達最大值,UCm=I1mRL≈VCC,且輸出功率Po為最大。這時,C類功放在最大輸出功率時,效率η是通角θ的函數。 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．2C類射頻功放原理η與θ關系曲線當通角θ減小到接近零時，C類功放的效率η增加到100％，這是理想狀態下的情況。一般減小θ時，η是增加的，這是C類功放效率高的原因。相反,θ增加時,η是降低的。當θ＝90°時，功放電路工作在B類，這時的理想效率為η＝78.5％。 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．3C類RFPA的查表設計方法C類功率放大器的主要設計計算參數為：輸出功率Po、電源供給功率PD、功率管的管耗PT、功率管的最大集射(漏源)極間電壓uCEmax和功率管最大輸出電流iCmax等?；鶚O反偏置電壓VBB將功率管偏置在C類,它和輸入激勵信號幅度Ubm決定了功放管的導通通角θ只有改變VBB才能改變工作狀態。

4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．3C類RFPA的查表設計方法若功率管截止,則功率管集射極的最大電壓uCEmax≈2VCC。若功率管導通,則集電極最大電流iCmax為：若用基波振幅Ilm表示iCmax：

用歸一化峰值電流IM表示：

4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．3C類RFPA的查表設計方法歸一化峰值電流IM:IM與θ的關系曲線

IM是θ的函數關系

在輸出功率固定的情況下，功率管集電極電流峰值隨通角θ的減小而增大。

4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．3C類RFPA的查表設計方法功率管的管耗PT可以用電源供給功率PD和輸出功率Po之差來表示:歸一化管耗PT/Po是θ的函數關系:PT/Po與θ的關系曲線

在固定輸出功率Po的情況下,管耗PT隨通角θ的增大而增加。在給定管耗PT時,則對應某一輸出功率Po就有一個確定的通角θ。

4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．4C類RFPA的倍頻功能 由于C類功放的電流脈沖iC中含有很豐富的諧波分量，只要把負載并聯LC回路調諧在某次諧波上，C類功放就是倍頻功放電路。C類功放的集電極電流脈沖iC可表示為:如果將時間原點移到電流脈沖的中心，則導通期間電流脈沖iC可表示為:用傅里葉級數展開，可得各次諧波分量的振幅為: 4．3B類和C類射頻功率放大器

4．3．4C類RFPA的倍頻功能n為諧波次數,且n≥2.各次諧波的振幅Inm與通角θ有關.

Inm/ICm與θ關系曲線圖中僅畫出了n=2，3，4等三條曲線。由圖中可知，各次倍頻諧波最大幅值，有一個最佳通角θ。

4．4高效射頻功率放大器A、B、C類功放是通過不斷減小功率管的導通時間(減小通角θ)來提高效率的。θ減小時，效率η雖提高了，但基波振幅I1m卻減小了，從而使輸出功率下降。功率消耗在管子上的原因是集極電流iC流過功率管時，功率管集射極間電壓uCE不為零。高效射頻功放——開關型功放（D類、E類和F類）A、B、C類功放——線性功放 4．4高效射頻功率放大器

4．4．1D類RFPAD類功放電路

D類RFPA通常采用兩只功率管組成推挽工作結構。輸入激勵信號經變壓器倒換相位后，使功率管T1、T2交替導通，并處于開關工作狀態。

4．4高效射頻功率放大器

4．4．1D類RFPALC回路選擇基頻時,負載RL上的輸出電壓uo(t)為 4．4高效射頻功率放大器

4．4．1D類RFPA流過每管的直流電流ID為 4．4高效射頻功率放大器

4．4．1D類RFPA輸出功率Po為:

電源供給功率PD為

4．4高效射頻功率放大器

4．4．1D類RFPAD類功放的效率η為：功率管的管耗PT為： 4．4高效射頻功率放大器

4．4．2E類RFPAD類功放存在缺陷：T2很難飽和，三極管開關時間……實際的效率η<RL/(RL+Ron)E類和D類的區別除功率管只用一只管子以外,還在于輸出調諧回路的設計能獲得所選定的集電極電壓和電流波形特性

4．4高效射頻功率放大器

4．4．2E類RFPAE類RFPA的開關等效電路

射頻功率管等效為一個理想開關K和飽和導通電阻Ron，C1’=C1+C0； 4．4高效射頻功率放大器

4．4．2E類RFPA設射頻功率管的飽和導通電阻Ron很小，可不考慮。E類RFPA在正弦信號一周期內的ik和uk波形可作分析.在0~π期間ik≠0,而uk=0;在π~2π期間ik=0,uk≠0。射頻功率管上的管耗PT≈0,這就是E類RFPA效率很高的基本原因。功率管接近理想開關,ik和uk波形呈圓滑曲線,很接近半個正弦波,這與D類的方波相比較,其諧波成分要小得多。 4．4高效射頻功率放大器

4．4．2E類RFPA假設驅動信號是占空比為50%的方波,并考慮功率管的飽和壓降Uces和驅動信號上升時間所帶來的非理想因素。則 4．4高效射頻功率放大器

4．4．2E類RFPA電路中電抗元件和負載電阻RL的設計關系:其中Q是L2C2串聯諧振回路的品質因素。Q值高,則帶寬窄,而且工藝設計困難;Q值低,帶寬寬,而且會降低功放效率,常取Q=7~10。 4．4高效射頻功率放大器

4．4．4F類RFPAA類RFPA在方波信號輸入時，功率管集電極電壓呈方波,負載網絡在二次、三次等諧波時有很高的阻抗(LC諧振回路選擇基波),降低了功率管的管耗，所以A類RFPA基波效率可達81%。利用負載網絡對諧波的高阻抗,使功率管壓降呈方波(或近似方波),降低管耗,提高效率的射頻功放,稱之F類RFPA。F類RFPA的理想效率應該是100%，負載網絡的阻抗條件必須是：基波阻抗 4．4高效射頻功率放大器

4．4．4F類RFPA奇次諧波的總和給出了方波電壓基波和偶次諧波的總和給出了近似為半個正弦電流波形 諧波的次數越多,則電壓和電流波形越接近這理想F類波形。同時,F類功放的效率也就越高。

4．4高效射頻功率放大器

4．4．4F類RFPA具有二次諧波短路和三次諧波高阻的理想F類功放的最大效率可達75%.對集中參數功放可外接并聯或串聯諧振回路來進行補償。實現這種F類功放的近似理想化阻抗條件是Z1=Z3=∞,Z2=0。諧振回路補償電路圖 4．4高效射頻功率放大器

4．4．4F類RFPA式中的ωo=2πfo，fo為基波頻率；Co為功率管的輸出電容。

諧振回路補償電路圖 4．4高效射頻功率放大器

4．4．4F類RFPA微帶傳輸線補償電路F類功效采用微帶傳輸線阻抗補償很容易實現,補償電路如圖所示,圖中Z1