第三章調制技術移動通信模型中信號的處理流程信道編碼、交織信源采樣和編碼擴頻、加擾調制和信道速率適配1234信號放大和發射5發送端：移動通信模型中信號的處理流程解調信號接收解擴、解擾信道解碼和去交織1234信源解碼5接收端：本章主要內容調制技術及信源編碼概述最小移頻鍵控MSK高斯最小移頻鍵控GMSKQPSK調制高階調制正交頻分復用OFDM3.1調制技術概述調制——調制是一種將有用信號注入載波，以此信號來攜帶有用信息的技術，其目的就是使攜帶信息的信號與信道特性相匹配以及有效的利用信道（把基帶信號（信源）轉變為一個相對基帶頻率而言頻率非常高的帶通信號(頻譜搬移)。帶通信號叫做已調信號，而基帶信號叫做調制信號。調制可以通過使高頻載波隨信號幅度的變化而改變載波的幅度、相位或者頻率來實現）多徑衰落、多普勒頻率擴展；日益增加的用戶數目，無線信道頻譜的擁擠這些因素對調制方式的選擇都有重大的影響，主要表現在以下幾個方面

1.頻帶利用率（ηb＝Rb/B,其中Rb為比特速率，B為無線信號的帶寬，bit/s·Hz）2.功率效率（保持信息精確度的情況下所需的最小信號功率，或者說最小信噪比）3.已調信號恒包絡4.易于解調5.帶外輻射（要求已調信號的功率譜的副瓣要小，使超出帶寬外的信號功率降低到規定以下一般要求達到-60到-70dB在移動通信系統中，采用何種調制方式，要綜合考慮上述各種因素。線性調制方案頻譜利用率高，具有很好的頻譜有效性。它必須使用線性RF放大器發射。而功率有效性較差。如使用功率有效性高的非線性放大器會導致已濾除的邊瓣再生，造成嚴重的鄰道干擾，使線性調制得到的頻譜效率全部丟失。目前使用比較普通的線性調制技術有正交相移鍵控(QPSK:QuadraturePhaseShiftKeying的

),偏移四相相移鍵控(OQPSK:OffsetQPSK)和/4-QPSK1.線性調制恒定包絡調制方式主要有2FSK、CPFSK、MSK（最小移頻鍵控）、TFM（平滑調頻）、GMSK（高斯最小移頻鍵控）等。其主要特點是這種已調信號具有包絡幅度不變（頻率隨調制信號的變化而變化）的特性，其發射功率放大器可以在非線性狀態而不引起嚴重的頻譜擴散。缺點：頻帶利用率低2.恒包絡調制信源編碼概述信源編碼的目的是壓縮數據率，去除信號中的冗余度，其評價標準是在一定失真條件下要求數據速率越低越好。

信源編碼要完成兩大任務：將信源輸出的模擬信號轉換成數字信號實現數據壓縮移動通信中的話音信源編碼蜂窩移動通信系統由于頻率資源受限，一般數字話音編碼技術如PCM、ADPCM（自適應差分脈沖編碼調制）、M（增量調制）等，因為編碼速率高而未被采用。蜂窩移動通信均采用13kbit/s以下低速率語音編碼

話音信源編碼技術通常分為三類波形編碼（如PCM）參數編碼混合編碼波形編碼的目的在于盡可能精確地再現原來的語音波形。如A/D轉換，直接將時域波形變換成數字系列，接收恢復的信號質量好參數編碼是將語音信息用特定的聲源模型表示。傳遞的是話音信號波形的參數，而不是波形本身，壓縮效果好，但質量較差混合編碼把波形編碼的高質量和參數編碼的高效壓縮性融為一體，尤其在16bit/s～8kbit/s范圍內達到了良好的語音質量。當前世界上流行的語音質量評估方法是采用原CCITT提議的從1分到5分的主觀評定的方法。這就是“平均評價得分”（MeanOpinionScore），簡稱MOS。主觀評定等級見下表語音質量評估質量等級分數收聽注意力等級優5可完全放松，不需要注意力良4需要注意，但不需要明顯的注意力滿意（正常）3中等程度注意力差2需要集中注意力劣1即使努力去聽，也很難聽懂主觀評價等級話音編碼舉例：GSM的話音編碼主要由規則脈沖激勵長期預測編碼(RPE-LTP編譯碼器)組成，編碼后的速率：13kbit/s；IS-95：變速率碼激勵線性預測編碼（CELP）；GPRS/WCDMA：自適應多速率編碼（AMR）；…………3G系統的視頻信源編碼H.264

H.264是ITU-T視頻編碼專家組(VCEG)和ISO/IEC活動圖像編碼專家組(MPEG)的聯合視頻組(JVT)開發的一個新的數字視頻編碼標準，它既是ITU-T的H.264，又是ISO/IEC的MPEG-4的第10部分。2002年6月JVT第5次會議通過了H.264的FCD板。H.264的壓縮率比MPEG-2高2～3倍，1Mb/s速率的圖像效果接近MPEG-2中DVD的圖像質量，是目前手機電視中最為理想的信源壓縮編碼標準。

3.2最小移頻鍵控MSK

3.2.1相位連續的FSK3.2.2MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜3.2.1相位連續的FSK

式中

2FSK信號

設要發送的數據為ak=±1,碼元長度為Tb。在一個碼元時間內，它們分別用兩個不同頻率f1,f2的正弦信號表示，例如:,定義載波角頻率(虛載波)為：ω1,ω2對ωc的角頻偏為：定義調制指數h:根據ak,h,Tb可以重寫一個碼元內2FSK信號表達式:式中

稱作附加相位。

相位連續的2FSK

所謂相位連續是指不僅在一個碼元持續期間相位連續，而且在從碼元ak-1到ak轉換的時刻kTb，兩個碼元的相位也相等，即即這樣就要求滿足關系式:即要求當前碼元的初相位由前一碼元的初相位、當前碼元ak和前一碼元ak-1來決定。這關系就是相位約束條件。這兩種相位特性不同的FSK信號波形如圖3.3所示。

由圖3.3可以看出，相位不連續的2FSK信號在碼元交替時刻，波形是不連續的，而CPFSK信號是連續的，這使得它們的功率譜特性很不同。圖3.4分別是它們的功率譜特性例子。可以發現，在相同的調制指數h情況下，CPFSK的帶寬要比一般的2FSK帶寬要窄。這意味著前者的頻帶效率要高于后者。隨著調制指數h的增加，信號的帶寬也在增加。從頻帶效率考慮，調制指數h不宜太大。但過小又因兩個信號頻率過于接近而不利于信號的檢測。所以應當從它們的相關系數以及信號的帶寬綜合考慮。

最小移頻鍵控MSK

2FSK信號的歸一化互相關系數可以求得如下（為方便討論，令它們的初相為零）：通常總是ωcTb

=2πfc/fb

>>1,或ωcTb=nπ，因此略去第一項，得到ρ∽h關系曲線如圖3.5。

從圖中可以看出，當調制指數h=0.5，1，1.5，….時，ρ=0,即兩個信號是正交的(信號的正交有利于信號的檢測，故h的取值應滿足ρ=0)。又h越小，頻帶利用率越高，故取h=0.5

h=0.5的CPFSK就稱作最小移頻鍵控MSK。它是在兩個信號正交的條件下，對給定的Rb有最小的頻差。3.2.2MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜1.相位路徑

由于h=1/2（代入），MSK的相位約束條件就是由于|ak-ak-1|總為偶數，所以初始相位為零時，其后各碼元的初相位為π的整數倍。相位路徑的例子如圖3.6所示，其中初始相位為零。圖中可以看到的取值為0，-π、-π、-π、3π、...（k=0,1,2….）。

2.MSK的頻率關系

在MSK信號中，碼元速率Rb=1/Tb、峰值頻偏fd和兩個頻率f1、f2存在一定的關系。

當給定碼元速率Rb時可以確定各個頻率如下：即載波頻率應當是Rb/4的整數倍。

3.MSK的功率譜

MSK的功率譜為式中A為信號的幅度。功率譜特性如圖3.7所示。為便于比較，圖中也給出一般2FSK信號的功率譜特性。

由圖可見，MSK信號比一般2FSK信號有更高的帶寬效率。但旁瓣的輻射功率仍然很大。90%的功率帶寬為2×0.75Rb，99%的功率帶寬為2×1.2Rb

，移動通信不可能提供這樣寬的帶寬，且還有1%的邊帶功率輻射到鄰近信道，造成鄰道干擾。故MSK的頻譜仍然不能滿足要求。旁瓣大是因為數字基帶信號含有豐富的高頻分量，可先用低通濾波器濾去高頻分量，再進行MSK調制，即可減少已調信號的帶外輻射-0.750.753.3高斯最小移頻鍵控GMSK3.3.1高斯濾波器的傳輸特性

3.3.2

GMSK信號的波形和相位路徑

3.3.3GMSK信號的調制與解調3.3.4GMSK功率譜

3.3.1高斯濾波器的傳輸特性GMSK就是基帶信號經過高斯低通濾波器的MSK，如圖3.8。頻率特性H(f)和沖激響應h(t)高斯濾波器具有指數形式的響應特性，其中幅度特性為沖激響應為其中a為常數，取值不同將影響濾波器的特性。令Bb為H(f)的3dB帶寬，因為H(0)=1，則有H(f)|f=Bb=H(Bb)=0.707,可以求得a:令τ=t/Tb，并把a=1.7Bb代入（3.15）并設Tb=1,則有設要傳輸的碼元長度為Tb,速率為Rb=1/Tb，以Rb為參考，對f歸一化:x=f/Rb=fTb，則歸一化3dB帶寬為：這樣，用歸一化頻率表示的頻率特性就為H(x)：給定xb,就可以計算出H(x)、h(τ)并畫出它們的特性曲線如圖3.9。方波脈沖通過高斯濾波器

設有如圖3.10所示的方波f(t)：經過高斯濾波器后，輸出為式中截取其中有意義的區間作為實際響應波形的長度，并在時間上作適當的延遲，就可以使它成為與g(t)有足夠的近似和可以實現的波形。通常截取的范圍是以t=0為中心的±(N+1/2)Tb，即長度為(2N+1)Tb，并延遲(N+1/2)Tb。3.3.2GMSK信號的波形和相位路徑

設要發送的二進制數據序列{bk}(bk=±1)所用線路碼為NRZ碼，碼元起止時刻為Tb的整數倍,此基帶信號經過高斯濾波器后輸出為信號對調頻器調頻，輸出為附加相位為在一個碼元結束時，相位的增量取決于在該碼元期間q(t)曲線下的面積Ak：例如圖3.12，xb=0.3,截取g(t)的長度為3Tb(N=1)的情況。在bk期間內，q(t)曲線只由bk及其前后一個碼元bk-1、bk+1所確定。當這三個碼元同符號時，Ak有最大值Amax，設計調頻器的參數kfm

使。這樣調頻器輸出就是一個GMSK信號。經過預濾波后的基帶信號q(t),相位函數θ(t)和GMSK信號的例子如圖3.14。

3.3.3GMSK信號的調制與解調因為因此常常采用正交調制方法。在實際的應用中可以事先制作和兩張表，根據輸入數據通過查表讀出相應的數值，得到相應得和波形。GMSK

正交調制方框圖如圖3.15所示。1.調制：2.解調GMSK可以用相干方法解調,也可以用非相干方法解調。這里介紹一比特延遲差分解調方法（非相干解調）,其原理如圖3.17。

設接收到的信號為則W(t)為和s(t)相乘得x(t)

經過低通濾波同時考慮到，得到y(t)

式中是一個碼元的相位增量。在t=(k+1)Tb時刻對y(t)抽樣得到y((k+1)Tb)，它的符號取決于的符號,判決準則為即＞0判決解調的數據為

=+1即＜0判決解調的數據為

=-1解調過程的各波形如圖3.18所示，其中設A(t)為常數。3.3.4GMSK功率譜

對GMSK信號功率譜的分析是比較復雜的，圖3.19是計算機仿真得到xb=0.5、1和xb=∞（MSK）的功率譜。從圖中可見，隨著xb（即低通濾波器的通帶越窄）的減小信號所需頻譜變窄，對鄰道的干擾也會減小，但xb過小會使碼間干擾（ISI）增加

GMSK最吸引人的地方是具有恒包絡特性，功率效率高，可用非線性功率放大器和非相干檢測。GMSK的缺點是頻譜效率還不夠高。在北美，頻率資源緊缺，系統采用具有更高頻譜效率的調制方式，這就是π/4-QPSK。

GMSK調制技術應用舉例：GSM900系統及DCS1800系統3.4QPSK調制

3.4.1二相調制BPSK(BinaryPhaseShiftKeying)3.4.2四相調制QPSK3.4.3偏移QPSK—OQPSK（OffsetQPSK）3.4.4π/4-QPSK3.4.5高階調制3.4.1二相調制BPSK

1.二相調制信號SBPSK(t)

在二進制相位調制中，二進制的數據bk=±1可以用相位不同取值表示，例如其中由于，所以BPSK信號一般也可以表示為設二進制的基帶信號b(t)的波形為雙極性NRZ碼,BPSK信號的波形如圖3.21所示。“1”碼時初相為零，“-1”碼時初相為πBPSK信號的功率譜BPSK信號是一種線性調制，當基帶波形為NRZ碼時，其功率譜如圖3.22所示。由圖知，90%的功率帶寬B=2Rs=2Rb，頻帶效率只有0.5，且信號的頻帶帶寬過寬。為減小信號帶寬，可考慮用M進制代替二進制3.4.2四相調制QPSKQPSK信號（即M=4的PSK，也稱正交相移鍵控：QPSKQuadraturePhaseShiftKeying）

在QPSK調制中，在要發送的比特序列中,每兩個相連的比特分為一組構成一個4進制的碼元，即雙比特碼元。雙比特碼元的4種狀態用載波的四個不同相位(k=1,2,3,4)表示。這種對應關系叫做相位邏輯。例如QPSK信號可以表示為：其中A為信號的幅度，為載波頻率。QPSK信號產生QPSK信號可以用正交調制方式產生。把串行輸入的（ak，bk）分開進入兩個并聯的支路—I支路（同相支路）和Q支路（正交支路），分別對一對正交載波進行調制，然后相加便得到QPSK信號，此信號為一恒包絡信號QPSK信號的功率譜和帶寬

正交調制產生QPSK信號實際上是把兩個BPSK信號相加，由于碼元速率為原比特速率的一半，即Rs=Rb/2。它們有相同的功率譜，帶寬B=2Rs=Rb，頻帶效率B/Rb則提高為1（BPSK為0.5）若基帶信號波形為方波，已調信號功率譜的副瓣仍然很大，在兩個支路加入升余弦特性低通濾波器，濾除信號中的高頻成分，以減小已調信號的副瓣。加入LPF后，帶寬變為B=Rb(1+α)/2，帶寬效率2/3。QPSK信號的包絡特性和相位跳變

當基帶信號為方波脈沖（NRZ）時，QPSK信號具有恒包絡特性。加入低通濾波器形成的基帶信號是連續的波形，但QPSK信號的包絡也不再恒定。

QPSK是一種相位不連續的信號,在碼元轉換的時刻，信號的相位發生跳變。通過星座圖可以看出跳變的幅度為±1800

和±900

。

QPSK包絡起伏幅度與其相位跳變幅度有關3.4.3偏移QPSK—OQPSK

把QPSK兩個正交支路的碼元時間上錯開Ts/2=Tb,這樣每經過Tb時間，只有一個支路的符號發生變化，因此相位的跳變就被限制在±900，減小了信號包絡的波動幅度。功率譜和帶寬效率保持不變。

OQPSK包絡起伏幅度比QPSK要小，且不經過零點-QPSK3.4.4-QPSK兼顧頻帶效率、包絡波動幅度小和能采用差分檢測（相位跳變大有利于差分檢測，由于移動環境復雜，常希望采用差分檢測）。它的相位跳變最大幅度大于OQPSK而小QPSK，只有±450和±1350，因此信號包絡波動幅度大于OQPSK而小于QPSK，因而此種調制方式兼顧了相位跳變和包絡波動幅度。采用差分編碼的-QPSK就稱作-DQPSK。3.5高階調制及Why？M進制的數字調制：MASK、MFSK、MPSK及MQAM定義M>=8時為高階調制高階調制優勢：帶寬利用率高；劣勢：誤碼性能差由于頻譜資源有限，隨著移動通信系統傳輸速率的日益提高，必須采用高階調制，以提高帶寬利用率，同時采用強有力的差錯控制、提升功率等技術來彌補誤碼性能的缺陷8PSK調制及各階QAM（16、32、64、128、256……）調制QAM調制ASK、FSK和PSK都有一個共同的特點——它們都只調制載波的一個變量，也就是只用載波的幅度、頻率、相位中的一個變量來攜帶比特信息。變量少有它的好處，那就是變化的元素不多，從而識別的難度不大，出現錯誤的概率也就低；變量少也有它的壞處，那就是承載的信息量不夠多。QAM——既調幅又調相QAM的調制波形其中決定了已調QAM信號在信號星座圖（矢量圖）中的星座點（矢量點）的位置，是發送信號脈沖波形每一組載波被一組離散的振幅Amc，Ams調制，故稱正交振幅調制QAM調制2到L電平變換2到L電平變換LPFLPFQAM解調QAM的星座圖含義

星座圖就是信號矢量端點的分布圖。通常可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態。

16QAM的橫坐標依次是（3A、A、-A、-3A），縱坐標是（3A、A、-A、-3A）QAM星座圖的參數（1）

最小歐幾里德距離最小歐幾里德距離是MQAM信號星座圖上星座點間的最小距離，該參數反映了MQAM信號抗高斯白噪聲能力，可以通過優化星座圖分布來得到最大值，從而抗干擾能力較強。

QAM星座圖的參數（2）最小相位偏移

最小相位偏移是MQAM信號星座點相位的最小偏移，該參數反映了MQAM信號抗相位抖動能力和對時鐘恢復精確度的敏感性，同樣可以優化星座點的分布來獲得最大值，從而獲得更好的傳輸性能。

16QAM的兩種星座圖比較（1）圓形16QAM矩形16QAM16QAM的兩種星座圖比較（2）從功率來看：假設信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等概率出現，則平均發射信號功率為：矩形的16QAM信號平均功率＝10A2圓形的16QAM信號平均功率＝14.03A2兩者功率相差1.4dB。即在相同的平均功率的情況下，矩形的最小歐幾里德距離較圓形的大，因此抗干擾的能力較強。16QAM的兩種星座圖比較（3）從星座圖的結構來說：圓形的16QAM有2個振幅值，矩形的有3個振幅值

圓形的16QAM有8個相位值，矩形的有12個相位值，圓形的最小相位偏移為45度，而矩形的最小偏移為18度。

因此，圓形的最小相位偏移比矩形的大，相應的其抗相位抖動的能力較強。

由于矩形星座實現和解調簡單，因此獲得了廣泛的應用星座圖的設計（1－1）Gray編碼（格雷碼）Gray碼是一種可靠性的編碼，它將錯誤降低到最小，原因在于Gray碼的兩個碼組之間只有一個bit不同。在星座圖上，表現為相鄰的星座點表示的m比特的碼元采用Gray編碼，可以有效的提高誤碼性能，降低誤碼率。星座圖的設計（1－2）Gray編碼設計

星座圖的設計（2－1）相位模糊對于四相調制信號，其載波相位有4個，在解調時本地恢復的相干載波的相位必須跟蹤4個相位中的一個，每次跟蹤的載波相位是隨機的，這樣在接收端就會造成相位模糊的現象。

差分編碼可克服相位模糊，如64QAM，用2bit進行差分編碼，后4bit在星座圖上采用90度旋轉不變的點數分布。

星座圖的設計（2－3）差分編碼設計多進制QAM的星座圖QAM頻帶利用率MQAM功率譜主瓣寬度為B=2Rs,Rs=Rb/K(M=2k)Rb/B=Rb/2Rs=k*Rb/2Rb=k/2=log2M/2bit/s/Hz（由此式可知，QAM的頻帶利用率與PSK的相同）如64QAM，Rb/B=3bit/s/Hz16QAM受干擾后的星座圖16QAM與64QAM的誤碼性能比較（1）由于QAM的頻帶利用率的提高是以犧牲一定誤碼率為代價的，因此選擇多進制的QAM調制，需要先預測信道質量，電平數不一定越高越好。這里給出16QAM，64QAM的仿真圖形，可以看出，在相同信噪比的情況下，64QAM的誤碼性能比16QAM差，誤碼率高。16QAM與64QAM的誤碼性能比較（2）紅色曲線－16QAM藍色曲線－64QAMMPSK的帶寬和功率有效性(在理想的帶通信道情況下)M248163264ηB=Rb/B（最大情況下）0.511.522.53Eb/N0（BER=10-6）10.510.51418.523.428.5QAM的帶寬和功率有效性(在理想的帶通信道情況下)

M4166425610244096ηB123456Eb/N0（BER=10-6）10.51518.5242833.5相關MFSK的帶寬和功率有效性M248163234ηB=Rb/B0.40.570.550.420.290.18Eb/N0（BER=10-6）13.510.809.308.207.506.90思考：通過3張表的數據，比較MFSK、MPSK和MQA