關于振幅調制解調及混頻第1頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.1振幅調制6.1.1振幅調制信號分析

1.調幅波的分析

1)表示式及波形設載波電壓為調制電壓為（6―1）（6―2）（6―3）振幅調制信號振幅Um(t)為ka為比例系數，一般由調制電路確定，故又稱為調制靈敏度。第2頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五式中,ΔUC（t）與調制電壓uΩ成正比,其振幅ΔUC=kaUΩ與載波振幅之比稱為調幅度（調制度）(6―4)式中,ka為比例系數,一般由調制電路確定,故又稱為調制靈敏度。第3頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―7)由此可得調幅信號的表達式（6―5）第4頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五調制信號是一連續頻譜信號f（t）（6―6）式中,f（t）是均值為零的歸一化調制信號,|f（t）|max=1。若將調制信號分解為(6―7)第5頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2)調幅波的頻譜由圖6―1（c）可知,調幅波不是一個簡單的正弦波形。在單一頻率的正弦信號的調制情況下,調幅波如式（6―5）所描述。(6―8)uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct（6―5）

圖6―4單音調制時已調波的頻譜（a）調制信號頻譜（b）載波信號頻譜（c）AM信號頻譜第6頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―2實際調制信號的調幅波形第7頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―3AM信號的產生原理圖第8頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―5語音信號及已調信號頻譜（a）語音頻譜（b）已調信號頻譜第9頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3）調幅波的功率在負載電阻RL上消耗的載波功率為(6―9)(6―10)在負載電阻RL上,一個載波周期內調幅波消耗的功率為第10頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五由此可見,P是調制信號的函數,是隨時間變化的。上、下邊頻的平均功率均為(通過對表達式的積分）(6―11)(6―12)AM信號的平均功率邊頻

第11頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五兩個邊頻功率的最大值與載波功率的比值為(6―13)邊頻功率載波功率=1/2邊頻

第12頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五同時可以得到調幅波的最大功率和最小功率,它們分別對應調制信號的最大值和最小值為(6―14)第13頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五在調制過程中,將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號,簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調制信號相乘得到,其表示式為在單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調制時,（6―16）（6―15）2.雙邊帶信號第14頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―6DSB信號波形第15頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第16頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3.單邊帶信號單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調制過程中,直接將一個邊帶抵消而成。單頻調制時,uDSB（t）=kuΩuC。當取上邊帶時（6―17）（6―18）取下邊帶時第17頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―7單音調制的SSB信號波形第18頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―8單邊帶調制時的頻譜搬移第19頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

為了看清SSB信號波形的特點,下面分析雙音調制時產生的SSB信號波形。為分析方便。設雙音頻振幅相等,即且Ω2＞Ω1,則可以寫成下式:（6―19）(6―20)第20頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五受uΩ調制的雙邊帶信號為(6―21)取上邊帶進一步展開第21頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―9雙音調制時SSB信號的波形和頻譜第22頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.1.2振幅調制電路

1.AM調制電路

AM信號的產生可以采用高電平調制和低電平調制兩種方式完成。目前,AM信號大都用于無線電廣播,因此多采用高電平調制方式。

1)高電平調制高電平調制主要用于AM調制,這種調制是在高頻功率放大器中進行的。通常分為基極調幅、集電極調幅以及集電極基極(或發射極)組合調幅。第23頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―12集電極調幅電路第24頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―13集電極調幅的波形第25頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―14基極調幅電路第26頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2)低電平調制

(1)二極管電路。用單二極管電路和平衡二極管電路作為調制電路,都可以完成AM信號的產生,圖6―16(a)為單二極管調制電路。當UC>>UΩ時,由式(5―38)可知,流過二極管的電流iD為(6―29)第27頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(2)利用模擬乘法器產生普通調幅波。(6―30)若將uC加至uA,uΩ加到uB,則有(6―31)

式中,m=UΩ/Ee,x=UC／VT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則經濾波后的輸出電壓(6―32)第28頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―17差分對AM調制器的輸出波形第29頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2.DSB調制電路

1)二極管調制電路單二極管電路只能產生AM信號,不能產生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環形電路可以產生DSB信號。第30頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―33)

iL中包含F分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量,若輸出濾波器的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則輸出電壓為(6―34)第31頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―18利用模擬乘法器產生AM信號第32頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第33頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―19二極管平衡調制電路第34頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―20二極管平衡調制器波形第35頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―21平衡調制器的一種實際線路第36頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

為進一步減少組合分量,可采用雙平衡調制器(環形調制器)。在第5章已得到雙平衡調制器輸出電流的表達式(5―49),在u1=uΩ,u2=uC的情況下,該式可表示為圖6―22雙平衡調制器電路及波形第37頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―35)(6―36)經濾波后,有第38頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2)差分對調制器在單差分電路(圖5―7)中,將載波電壓uC加到線性通道,即uB=uC,調制信號uΩ加到非線性通道,即uA=uΩ,則雙端輸出電流io(t)為第39頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―39)式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=UΩ/VT。經濾波后的輸出電壓uo(t)為(6―40)第40頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―24差分對DSB調制器的波形第41頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五雙差分對電路的差動輸出電流為(6―41)(6―42)若UΩ、UC均很小,上式可近似為第42頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―25雙差分調制器實際線路第43頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3.SSB調制電路

SSB信號是將雙邊帶信號濾除一個邊帶形成的。根據濾除方法的不同,SSB信號產生方法有好幾種,主要有濾波法和移相法兩種。

1)濾波法圖6―26是采用濾波法產生SSB的發射機框圖。第44頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―26濾波法產生SSB信號的框圖第45頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―27理想邊帶濾波器的衰減特性第46頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第47頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第48頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.2調幅信號的解調6.2.1調幅解調的方法振幅解調方法可分為包絡檢波和同步檢波兩大類。包絡檢波是指解調器輸出電壓與輸入已調波的包絡成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡與調制信號成線性關系,因此包絡檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖6―30所示。第49頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―30包絡檢波的原理框圖

第50頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―31同步解調器的框圖第51頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

同步檢波又可以分為乘積型(圖6―32(a))和疊加型(圖6―32(b))兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調。第52頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.2.2二極管峰值包絡檢波器

1．原理電路及工作原理圖6―33(a)是二極管峰值包絡檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。第53頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

式中,ωc為輸入信號的載頻,在超外差接收機中則為中頻ωI，Ω為調制頻率。在理想情況下,RC網絡的阻抗Z應為第54頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―34加入等幅波時檢波器的工作過程第55頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

從這個過程可以得出下列幾點:(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。

(2)由于RC時常數遠大于輸入電壓載波周期,放電慢,使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值,即Uo≈Um)。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。第56頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―35檢波器穩態時的電流電壓波形第57頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―36輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖第58頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―37輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形第59頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第60頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2．性能分析

1)傳輸系數Kd

檢波器傳輸系數Kd或稱為檢波系數、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調信號的解調能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為(6―43a)(6―43b)第61頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

由于輸入大信號,檢波器工作在大信號狀態,二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波,采用理想的高頻濾波,并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導通電壓VP),則由圖6―35有:(6―44)式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,第62頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ為電流通角,iD是周期性余弦脈沖,其平均分量I0為(6―46)(6―47)第63頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―48)由此可見,檢波系數Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數,求出θ后,就可得Kd。第64頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五等式兩邊各除以cosθ,可得(6―50)

當gDR很大時,如gDR≥50時,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(6-50),有(6―51)(6―49)Kd=由Uo=I0R,得第65頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―39Kd～gDR關系曲線圖圖6―40濾波電路對Kd的影響第66頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci,如圖6―41所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即(6―52)

輸入電阻是前級的負載,它直接并入輸入回路,影響著回路的有效Q值及回路阻抗。(6―53)第67頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五當gDR≥50時,θ很小,從能量守恒原理來理解：代入可得第68頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3．檢波器的失真

1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數。圖6―42惰性失真的波形

第69頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

為了避免產生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內,使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度,即(6―55)U(t)=Um(1+mcosΩt)(6―56)二極管停止導通的瞬間,uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電后的電壓：(6—57)放電速度第70頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6—57)可得第71頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五實際上,不同的t1,U(t)和uC的下降速度不同,為避免產生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0,得代入式(6―58),得出不失真條件如下:(6―59)(6―60)(6―61)第72頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―43底部切削失真2)底部切削失真第73頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―62)正常：不正常：第74頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五要避免底部切削失真,應滿足(6―63)(6―64)第75頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―44減小底部切削失真的電路第76頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3)非線性失真由檢波二極管的非線性引起，R遠大于rD，可減小非線性失真。第77頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3)頻率失真第78頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五4．實際電路及元件選擇圖6―45檢波器的實際電路第79頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五檢波器設計及元件參數選擇的原則如下:(1)回路有載QL值要大,(2)為載波周期

(3)(4)(5)第80頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五例6.3已知普通調幅信號載頻fc=465kHz,調制信號頻率范圍為300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡檢波器有關元器件參數?

解：一般可按以下步驟進行:1)檢波二極管通常選正向電阻小(500Ω以下)、反向電阻大(500kΩ以上)、結電容小的點接觸型鍺二極管,注意最高工作頻率應滿足要求。

2)RC時間常數應同時滿足以下兩個條件:①電容C對載頻信號應近似短路,故應有,通常取

;②為避免惰性失真,應有RC≤

。代入已知條件,可得(1.7～3.4)×10-6≤RC≤0.15×10-3第81頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五第82頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3)設=0.2,則R1=,R2=。為避免底部切割失真,應有Ma≤,其中。代入已知條件,可得R≤63kΩ。因為檢波器的輸入電阻Ri不應太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,這樣,RC=0.06×10-3,滿足上一步對時間常數的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。

4)CC的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:或取Cc=47μF第83頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.2.3同步檢波

1．乘積型設輸入信號為DSB信號,即us=UscosΩtcosωct,本地恢復載波ur=Urcos(ωrt+φ),這兩個信號相乘(6―72)

經低通濾波器的輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內,有(6―73)第84頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

由上式可以看出,當恢復載波與發射載波同頻同相時,即ωr=ωc,φ=0,則

uo=UocosΩt(6―74)

若恢復載波與發射載頻有一定的頻差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt(6―75)

引起振幅失真。若有一定的相差,則

uo=UocosφcosΩt(6―76)第85頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―48幾種乘積型解調器實際線路第86頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2.疊加型對DSB信號而言,只要加入的恢復載波電壓，可得到一個不失真的AM波。us=UScos(ωc+Ω)t=UScosΩtcosωct–USsinΩtsinωct恢復載波

ur=Urcosωrt=Urcosωct圖6―49疊加型同步檢波器原理電路單頻調制的單邊帶信號(上邊帶)為第87頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct–

UssinΩtsinωct=Um(t)cos［ωct+φ(t)］(6―77)(6―78)(6―79)式中us=UScos(ωc+Ω)t=UScosΩtcosωct–USsinΩtsinωct恢復載波ur=Urcosωrt=Urcosωct第88頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(6―80)

式中,m=Us/Ur。當m<<1,即Ur>>Us時,上式可近似為(6―81)(6―82)第89頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―50平衡同步檢波電路uo1=Kd

Ur(1+mcosΩt)

uo2=Kd

Ur(1-mcosΩt)(6―83)

則總的輸出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt(6―84)第90頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―51混頻器的功能示意圖6.3混頻6.3.1混頻的概述第91頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―52三種頻譜線性搬移功能

(a)調制(b)解調(c)混頻第92頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2．混頻器的工作原理設輸入到混頻器中的輸入已調信號us和本振電壓uL分別為

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

這兩個信號的乘積為(6―85)(6―86)cosωct第93頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3．混頻器的主要性能指標

1)變頻增益變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比,即(6―88)

同樣可定義變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比,即(6-89)第94頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2)噪聲系數混頻器的噪聲系數NF定義為

通常用分貝數表示變頻增益,有(6―90)(6―91)輸入信噪比(信號頻率)

輸出信噪比(中頻頻率)(6―92)第95頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3)失真與干擾變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外,還會產生各種非線性干擾,如組合頻率、交叉調制和互相調制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以,對混頻器不僅要求頻率特性好,而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴重的區域,使之既能完成頻率變換,又能抑制各種干擾。第96頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―55混頻器輸入、輸出電平的關系曲線4)變頻壓縮(抑制)

在混頻器中,輸出與輸入信號幅度應成線性關系。實際上,由于非線性器件的限制,當輸入信號增加到一定程度時,中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關系,第97頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五5)選擇性混頻器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號(反映為中頻,即fI=fL-fc),而不應該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中,由于各種原因,總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。第98頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.3.2混頻電路

1．晶體三極管混頻器第99頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―60收音機用典型變頻器線路(a)中波AM收音機的變頻電路(b)FM收音機變頻電路第100頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―60收音機用典型變頻器線路(a)中波AM收音機的變頻電路(b)FM收音機變頻電路第101頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2．二極管混頻電路輸入信號us為已調信號；本振電壓為uL,

有UL>>Us,圖6―61二極管平衡混頻器原理電路第102頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―62為二極管環形混頻器,其輸出電流io為經中頻濾波后,得輸出中頻電壓(6―100)(6―101)第103頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五3．其它混頻電路圖中輸入變壓器是用磁環繞制的平衡—不平衡寬帶變壓器,加負載電阻200Ω以后,其帶寬可達0．5～30MHz。XCC型乘法器負載電阻單邊為300Ω,帶寬為0～30MHz,因此,該電路為寬帶混頻器。圖6―64差分對混頻器線路第104頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―65用模擬乘法器構成混頻器第105頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五圖6―65用模擬乘法器構成混頻器第106頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

6.4混頻器的干擾

6.4.1信號與本振的自身組合干擾對混頻器而言,作用于非線性器件的兩個信號為輸入信號us(fc)和本振電壓uL(fL),則非線性器件產生的組合頻率分量為

fΣ=±pfL

±qfc(6―102)第107頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

式中p、q為正整數或零。當有用中頻為差頻時,即fI=fL

fL–fc或fI=fc-fL,只存在pfL–qfc=fI或qfc–pfL=fI兩種情況可能會形成干擾,即

pfL–qfc≈±fI(6―103

這樣,能產生中頻組合分量的信號頻率、本振頻率與中頻頻率之間存在著下列關系(6―104)當取fL-fc=fI時,上式變為(6―105)或fc／fI稱為變頻比。fc／fI稱為變頻比。如果取fc-fL=fI,可得(6―106)第108頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

根據式（6—105）得表6—1第109頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五例調幅廣播接收機的中頻為465kHz。某電臺發射頻率fc=931KHz。當接收該臺廣播時，接收機的本振頻率fL=fC+fI=1396KHz。顯然fI=fL-fC，這是正常的變頻過程(主通道)。但是，由于器件的非線性，在混頻器中同時還存在著信號和本振的各次諧波相互作用。變頻比fC/fI=931／465≈2，查表6—1，對應編號2和編號10的干擾。對2號干擾，P=1，q=2，是3階干擾，由式(6—103)，可得2fC-fL=2×931—1396=466KHz，這個組合分量與中頻差1KHz，經檢波后將出現1KHz的哨聲。這也是將自身組合干擾稱為干擾哨聲的原因。對10號干擾，p=3，q=5是8階干擾，其形成干擾的頻率關系為5fC-3fL=5×931—3×1396=467KHz≈465kHz，可以通過中頻通道形成干擾。第110頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

干擾哨聲是信號本身(或其諧波)與本振的各次諧波組合形成的，與外來干擾無關，所以不能靠提高前端電路的選擇性來抑制。減小這種干擾影響的辦法是減少干擾點的數目并提高干擾的階數。其抑制方法如下：

第111頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五(1)正確選擇中頻數值。當f固定后，在一個頻段內的干擾點就確定了，合理選擇中頻頻率，可大大減少組合頻率干擾的點數，并將階數較低的干擾排除。例如，某短波接收機，波段范圍為2～30MHz。如fI=1.5MHz，則變頻比fC／fI=1.33～20，由表6—1可查出組合干擾點為2、4、6、7、10、11、14和15號，最嚴重的是2號(3階干擾)，受干擾的頻率fC=2fI=3MHz。第112頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五若fI=0.5MHz，fC/fI=4～60，組合干擾點為7號和11號，最嚴重的是7號(7階干擾)，受干擾的頻率fC=4fI=2MHz。由此可見，將中頻由1.5MHz改為0.5MHz，較強的干擾點由8個減少到2個，最強的干擾由3階降為7階。但中頻頻率降低后，對鏡像干擾頻率的抑制是不利的。如選用高中頻，中頻采用70MHz，fC/fI=0.029～0.43，滿足這一范圍的組合頻率干擾點也是很少的(12、16和19號)，最嚴重的是12號干擾(階數7階)，因此影響很小。第113頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五此外，采用高中頻后，基本上抑制了鏡像和中頻干擾。由于采用高中頻具有獨特的優點，目前已廣泛采用。實現高中頻帶來的問題是：要采用高頻窄帶濾波器，通常希望用矩形系數小的晶體濾波器，這在技術上會帶來一些困難，當然可采用聲表面波濾波器來解決這一難題，其相對帶寬可做到0.02％～70％，矩形系數可達1.2。

(2)正確選擇混頻器的工作狀態，減少組合頻率分量。應使gm(t)的諧波分量盡可能地減少，使電路接近乘法器。

(3)采用合理的電路形式。如平衡電路、環形電路、乘法器等，從電路上抵消一些組合分量。第114頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五6.4.2外來干擾與本振的組合干擾這種干擾是指外來干擾電壓與本振電壓由于混頻器的非線性而形成的假中頻。設干擾電壓為uJ(t)=UJcosωJt,頻率為fJ。接收機在接收有用信號時,某些無關電臺也可能被同時收到,表現為串臺,還可能夾雜著哨叫聲,在這種情況下,混頻器的輸入、輸出和本振的示意圖見圖6―69。圖6―69外來干擾的示意圖第115頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

如果干擾頻率fJ滿足式(6―104),即

就能形成干擾。式中,fL由所接收的信號頻率決定,用fL=fc+fI代入上式,可得(6―107)第116頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五1.中頻干擾當干擾頻率等于或接近于接收機中頻時,如果接收機前端電路的選擇性不夠好,干擾電壓一旦漏到混頻器的輸入端,混頻器對這種干擾相當于一級(中頻)放大器,放大器的跨導為gm(t)中的gm0,從而將干擾放大,并順利地通過其后各級電路,就會在輸出端形成干擾。第117頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

圖6―70抑制中頻干擾的措施(a)提高選擇性(b)加中頻陷波電路第118頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五2．鏡像干擾設混頻器中fL>fc,當外來干擾頻率fJ=fL+fI時,uJ與uL共同作用在混頻器輸入端,也會產生差頻fJ-fL=fI,從而在接收機輸出端聽到干擾電臺的聲音。fJ、fL及fI的關系如圖6―71所示。圖6―71鏡像干擾的頻率關系第119頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五

例6.1已知調制信號頻率范圍為300Hz～4kHz,分別采用普通調幅(平均調幅指數Ma=0.3)、雙邊帶調幅和單邊帶調幅三種方式,如要求邊帶功率為10W,分別求出每種調幅方式的頻帶寬度、發射總平均功率Pav及功率利用率解：普通調幅：由式(6—12)可得邊帶功率第120頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五故所以雙邊帶調幅：單邊帶調幅第121頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五例6.2已知調制信號uΩ(t)的頻譜范圍為300Hz～4000Hz,載頻為560kHz。現采用MC1596進行普通調幅,載波信號和調制信號分別從X、Y通道輸入。若X通道輸入是小信號,輸出uo(t)=k1uxuy；若X通道輸入是很大信號,uo(t)=k2uyK2(ωct)。分析這兩種情況的輸出頻譜。uxuy第122頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五解：由于是普通調幅,故輸入調制信號應迭加在一直流電壓UY上,即uy(t)=UY+uΩ(t),顯然,為使調制指數不大于1,UY應不小于uΩ(t)的最大振幅。令ux(t)=cosωct,則當ux(t)是小信號時,uo(t)=k1(UY+uΩ)cosωct=k1UYcosωct

+k1uΩcosωct

當ux(t)是很大信號時,uo(t)=k2(UY+uΩ)K2(ωct)

在前一種情況,uo的頻譜應為ωc和ωc±ΩΣ,其中ΩΣ是uΩ的全部頻譜,如下所示,顯然這是普通調幅信號頻譜。第123頁，共144頁，2022年，5月20日，2點35分，星期五由于fc=560kHz,Fmax=4kHz,fcFmax,所以用帶通濾波器很容易取出其中的普通調幅信號頻譜而濾除fc的三