1、摘要畢業(yè)論文（設計） 題 目： 12V/250W單輸出正激式變換器設計 姓 名： 學 號： 指 導 教 師： 專 業(yè) 年 級： 所在學院和系： 完 成 日 期： 答 辯 日 期： 青海大學水利電力學院 3412V/250W 單輸出正激式變換器設計摘要隨著電子技術的高速發(fā)展、電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛，電子設備的種類也越來越多，電子設備與人們的工作、生活的關系日益緊密，任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。特別是隨著多媒體電子計算機設備的應用越來越廣泛，也要求能夠提供穩(wěn)定的電源，以滿足用電需要?；谶@個思想，設計和制作了符合指標要求的開關電源。開關電源具有高頻率、高功率密

2、度、高效率等優(yōu)點，被稱作高效節(jié)能電源。本論文針對于目前電子計算機設備的高速發(fā)展的現(xiàn)狀，設計了一個12V/250W單輸出正激式變換器。首先，本論文對正激式變換器的工作原理做了簡要的分析，確定了12V/250W單輸出正激式變換器的設計方案；其次，計算出開關器件的參數(shù)并選取合適的開關器件，完成了變換器的硬件設計，并繪制了電路圖；最后利用仿真軟件spice對于電路進行了仿真、測試，并分析了仿真結果。關鍵詞：開關電源；原件參數(shù)；仿真軟件Spice；仿真圖ABSTRACT12V / 250W SINGLE OUTPUT FORWARD CONVERTER DESIGNABSTRACTWith the ra

3、pid development of electronic technology, electronic systems become more and more popular, more and more types of electronic equipment, electronic equipment and people's work, life of the increasingly close relations, any electronic device are inseparable from the reliable power supply, their re

4、quirement to the power supply is more and more high. Especially with the multimedia electronic computer equipment is applied more and more widely, it can require a stable power supply, to meet the electricity needs. Based on this idea, the design and production of meet the requirement of switching p

5、ower supply. Switching power supply with high frequency, high power density, high efficiency and other advantages, is called the high efficient and energy saving power supply.In this paper, aiming at the electronic computer equipment high speed development the present situation, the design of a 12V

6、/ 250W single output forward converter.First of all, the thesis of the forward converter 's working principle is analyzed briefly, determined by12V / 250W single output forward converter design; secondly, calculate the parameters of switching devices and select the suitable switching device, com

7、pleted the converter's hardware design, and drawing the circuit diagram; finally, by using the simulation software spice for circuit simulation, testing, and analysis of simulation results.Key words: switching power supply; computer equipment; the original parameter; simulation software Spice; s

8、imulation chart目錄目錄摘要2ABSTRACT3目錄4第1章 緒論51.1課題研究的目的和意義51.2開關電源國內外發(fā)展狀況61.3 主要研究內容7第2章 正激式變換器82.1正激式變換器的工作原理82.2正激式變換器的電壓電流分析9第3章 12V/250W單輸出正激式變換器設計123.112V/250W單輸出正激式變換器123.2MOSFET選擇163.3緩沖器安裝173.4二極管選擇213.5小信號分析223.6瞬態(tài)仿真結果263.7短路保護29結論32參考文獻33致謝34第1章 緒論第1章 緒論1.1 課題研究的目的和意義電源是各種電子、電器設備工作的動力，是自動化不可或缺

9、的組成部分，直流穩(wěn)壓電源是應用極為廣泛的一種電源。自六十年代起，第一臺開關電源問世以來，開關電源在世界各國迅速發(fā)展，直流穩(wěn)壓電源也順勢而生，但在初期價格較高，直到八十年代，隨著元件工藝的成熟，直流穩(wěn)壓電源的價格也日益下降，應用也變的日益廣泛。近幾年隨著科技的發(fā)展，直流穩(wěn)壓電源的工作頻率有原來的幾十千赫發(fā)展到現(xiàn)在的幾百千赫，甚至更高?，F(xiàn)在智能化的直流穩(wěn)壓電源也被廣泛應用于生產領域，對此的研究開始向高頻方面發(fā)展。以美國為首的幾個發(fā)達國家在這方面的研究已經(jīng)轉向高頻下電源的拓撲理論、工作原理、建模分析方法和高頻大功率開關器件，高性能集成控制器和功率模塊的開發(fā)研制方面發(fā)展。我國在此方面的起步較晚，197

10、3年才開始這方面的研究工作，現(xiàn)在主要在小功率單端變換器方面發(fā)展較為迅速。在功率半導體器件及控制集成化方面，與國外同類產品有這很大的差距。因此，直流穩(wěn)壓電源的研制及應用在此方面與之也從在很大的差距。直流穩(wěn)壓電源通?？煞譃榫€性穩(wěn)壓電源和開關穩(wěn)壓電源兩大類。線性穩(wěn)壓電源是指電壓調整功能的器件始終工作于線性放大區(qū)的一種直流穩(wěn)壓電源，是發(fā)展最早、應用最廣泛的一種電源。但其體積大，效率低，可靠性差，操作使用不方便，自我保護功能不夠。近年來，隨著微機，中小型計算機的普及和航空航天數(shù)據(jù)通信，交通郵電等事業(yè)的訊速發(fā)展，以及為了各種自動化儀器、儀表和設備配套的需要，當代對電源的需要不僅日益增大，而且對電源的性能、

11、效率、重量、尺寸和可靠性以及諸如程序控制、電源通/斷、遠距離操作和信息保護等功能提出了更高的要求。對于這些要求，傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源無法實現(xiàn)，和線性穩(wěn)壓電源相比，開關穩(wěn)壓電源具有以下的一些優(yōu)越性：1、效率高開關穩(wěn)壓電源的調整開關管工作在開關狀態(tài)，截止期間，開關元件漏電流極小，因此功率消耗小而效率高，通?？蛇_到80%-90%以上。功耗小使得機內溫升亦低，周圍元件不會因長期工作在高溫環(huán)境下而損壞，有利于提高整機的可靠性和穩(wěn)定性。而傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū)，全部負載電流都通過調整管，因而損耗大，效率低，一般只在50%左右，功率等級也比較低。2、穩(wěn)壓范圍寬從本質上說，線性穩(wěn)壓電源的電壓

12、調整作用是靠調整管的“變阻”作用實現(xiàn)的，因而調壓范圍小。開關穩(wěn)壓電源的電壓調整作用是通過對直流電壓進行脈寬調制而實現(xiàn)的，因而線性控制區(qū)域大，調壓范圍寬，在交流電壓變化較大時，開關穩(wěn)壓電源仍能達到很好的穩(wěn)壓效果。3、體積小重量輕開關電源可將電網(wǎng)輸入的交流電壓直接整流再進行PWM控制，這樣可省去笨重的電源變壓器(為了和高頻變壓器相區(qū)別，電源變壓器又稱為工頻變壓器)，使電源的體積大大縮小，重量減輕。在隔離式開關電源中，高頻隔離變壓器由于頻率高而可以使體積小、重量輕。4、安全可靠開關穩(wěn)壓電源一般都有輔助電路，以提供自動保護功能。正因為直流穩(wěn)壓電源有著這多方面的優(yōu)點,所以對它的研究有著重要的意義,這不僅

13、是對自己所學知識的總結，而且對自己以后從事電力方面的工作有著很大的幫助作用。對所選課題進行研究，培養(yǎng)自己各方面的能力，進一步鍛煉自己。1.2 開關電源國內外發(fā)展狀況開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關晶體管開通和關斷的時間比率（占空比），調整輸出電壓，維持輸出穩(wěn)定的一種電源。早在20世紀80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機電源換代，進入90年代開關電源已廣泛應用在各種電子、電器設備，程控交換機、通訊、電力檢測設備電源和控制設備電源之中。開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，兩者的成本都隨著輸

14、出功率的增加而增長，但兩者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使的開關電源技術也不斷的創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，從而為開關電源提供了廣闊的發(fā)展空間。開關電源高頻化使其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源更進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。開關電源的發(fā)展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。由于開關電源輕、小、薄的關鍵技術是高頻化，因此國外各在開關電源

15、制造商都致力同步開發(fā)新型高智能化的元器件，特別是改善二次整流器件的損耗，并在功率鐵氧體（Mn-Zn）材料上加大科技創(chuàng)新，以提高在高頻率和較大磁通密度（Bs）下獲得高的磁性能，而電容器的小型化也是一項關鍵技術。SMT技術的應用使得開關電源取得了長足的進展，在電路板兩面布置元器件，以確保開關電源的輕、小薄。開關電源的高頻化就必然對傳統(tǒng)的PWM開關技術進行創(chuàng)新，實現(xiàn)ZVS、ZCS的軟開關技術已成為開關電源的主流技術，并大幅提高了開關電源的工作效率。對聯(lián)高可靠性指標，美國的開關電源生產商通過降低運行電流，降低結溫等措施以減少器件的應力，使得產品的可靠性大大提高。模塊化是開關電源發(fā)展的總體趨勢，可以用模

16、塊化電源組成分布式電源系統(tǒng)，可以設計成N+1冗余電源系統(tǒng)，并實現(xiàn)并聯(lián)方式的容量擴展。針對開關電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化，其噪聲也必將隨著增大，而用部分諧振轉換電路技術，在理論上即可實現(xiàn)高頻化又可降低噪聲，但部分諧振轉換技術實際應用仍存在著技術問題，故仍需在這一領域開展大量的工作，使得多項技術得以實用化。電力電子技術的不斷創(chuàng)新，開關電源產業(yè)有著廣闊的發(fā)展前景。要加快我國開關電源產業(yè)的發(fā)展速度就必須走技術創(chuàng)新之路，走出有中國特色的產學研聯(lián)合發(fā)展之路，為我國國民經(jīng)濟的高速發(fā)展做出貢獻。1.3 主要研究內容1 研究12V/250W單輸出正激式變換器的工作原理；2給出變壓器的匝數(shù)比計算，計

17、算出開關器件的參數(shù)并選取合適的開關器件；3設計出單輸出12V/250W正激式變換器的電路圖；利用仿真軟件(Spice)對電路進行仿真、測試，并分析仿真結果。第2章 正激式變換器第2章 正激式變換器正激式變換器輸出電壓的瞬態(tài)控制特性和輸出電壓負載特性，相對來說比較好，因此，工作比較穩(wěn)定，輸出電壓不容易產生抖動，在一些對輸出電壓參數(shù)要求比較高的場合，經(jīng)常使用。2.1 正激式變換器的工作原理所謂正激式變換器，是指當變壓器的初級線圈正在被直流電壓激勵時，變壓器的次級線圈正好有功率輸出。圖2.1 正激式變換器工作原理圖圖2-1是正激式變換器的簡單工作原理圖，圖中Ui是開關電源的輸入電壓，T是開關變壓器，

18、K是控制開關，L是儲能濾波電感，C是儲能濾波電容，D2是續(xù)流二極管，D3是削反峰二極管，R是負載電阻。在圖2-1中，需要特別注意的是開關變壓器初、次級線圈的同名端。如果把開關變壓器初線圈或次級線圈的同名端弄反，圖2-1就不再是正激式變壓器開關電源了。正激式變換器有一個最大的缺點，就是在控制開關K關斷的瞬間開關電源變壓器的初、次線圈繞組都會產生很高的反電動勢，這個反電動勢是由流過變壓器初線圈繞組的勵磁電流存儲的磁能量產生的。因此，在圖2-1中，為了防止在控制開關K關斷瞬間產生反電動勢擊穿開關器件，在開關電源變壓器中增加一個反電動勢能量吸收反饋線圈N3繞組，以及增加了一個削反峰二極管D3。反饋線圈

19、N3繞組和削反峰二極管D3對于正激式變壓器開關電源是十分必要的，一方面，反饋線圈N3繞組產生的感應電動勢通過二極管D3可以對反電動勢進行限幅，并把限幅能量返回給電源，對電源進行充電；另一方面，流過反饋線圈N3繞組中的電流產生的磁場可以使變壓器的鐵心退磁，使變壓器鐵心中的磁場強度恢復到初始狀態(tài)。由于控制開關突然關斷，流過變壓器初級線圈的勵磁電流突然為0，此時，流過反饋線圈N3繞組中的電流正好接替原來勵磁電流的作用，使變壓器鐵心中的磁感應強度由最大值Bm返回到剩磁所對應的磁感應強度Br位置，即：流過反饋線圈N3繞組中電流是由最大值逐步變化到0的。由此可知，反饋線圈N3繞組產生的感應電動勢在對電源進

20、行充電的同時，流過反饋線圈N3繞組中的電流也在對變壓器鐵心進行退磁。2.2 正激式變換器的電壓電流分析圖2-2電壓電流波形圖圖2-2是圖2-1中正激式變換器中幾個關鍵點的電壓、電流波形圖。圖2-2-a）是變壓器次級線圈N2繞組整流輸出電壓波形，圖2-2-b）是變壓器次級線圈N3繞組整流輸出電壓波形，圖2-2-c）是流過變壓器初級線圈N1繞組和次級線圈N3繞組的電流波形。圖2-1中，在Ton期間，控制開關K接通，輸入電源Ui對變壓器初級線圈N1繞組加電，初級線圈N1繞組有電流i1流過，在N1兩端產生自感電動勢的同時，在變壓器次級線圈N2繞組的兩端也同時產生感應電動勢，并向負載提供輸出電壓。電壓輸

21、出波形如圖2-2-a）。圖2-1-c）是流過變壓器初級線圈電流i1的波形。流過正激式變換器的電流與流過電感線圈的電流不同，流過正激式變換器中的電流有突變，而流過電感線圈的電流不能突變。因此，在控制開關K接通瞬間流過正激式變換器的電流立刻就可以達到某個穩(wěn)定值，這個穩(wěn)定電流值是與變壓器次級線圈電流大小相關的。如果我們把這個電流記為i10，變壓器次級線圈電流為i2，那么就是：i10 = n i2 ，其中n為變壓器次級電壓與初級電壓比。另外，流過正激式變換器的電流i1除了i10之外還有一個勵磁電流，我們把勵磁電流記為i1。從圖1-18-c）中可以看出，i1就是i1中隨著時間線性增長的部份，勵磁電流i1

22、由下式給出：i1 = Ui*t/L1 K接通期間 （2-1）當控制開關K由接通突然轉為關斷瞬間，流過變壓器初級線圈的電流i1突然為0，由于變壓器鐵心中的磁通量 不能突變，必須要求流過變壓器次級線圈回路的電流也跟著突變，以抵消變壓器初級線圈電流突變的影響，要么，在變壓器初級線圈回路中將出現(xiàn)非常高的反電動勢電壓，把控制開關或變壓器擊穿。如果變壓器鐵心中的磁通 產生突變，變壓器的初、次級線圈就會產生無限高的反電動勢，反電動勢又會產生無限大的電流，而電流又會抵制磁通的變化，因此，變壓器鐵心中的磁通變化，最終還是要受到變壓器初、次級線圈中的電流來約束的。因此，控制開關K由接通狀態(tài)突然轉為關斷，變壓器初級

23、線圈回路中的電流突然為0時，變壓器次級線圈回路中的電流i2一定正好等于控制開關K接通期間的電流i2(Ton+)，與變壓器初級線圈勵磁電流i1被折算到變壓器次級線圈的電流之和。但由于變壓器初級線圈中勵磁電流i1被折算到變壓器次級線圈的電流i1/n的方向與原來變壓器次級線圈的電流i2(Ton+)的方向是相反的，整流二極管D1對電流i1/n并不導通，因此，電流i1/n只能通過變壓器次級線圈N3繞組產生的反電動勢，經(jīng)整流二極管D3向輸入電壓Ui進行反充電。在Ton期間，由于正激式變換器的電流的i10等于0，變壓器次級線圈N2繞組回路中的電流i2自然也等于0，所以，流過變壓器次級線圈N3繞組中的電流，只

24、有變壓器初級線圈中勵磁電流i1被折算到變壓器次級線圈N3繞組回路中的電流i3 (等于i1/n)，這個電流的大小是隨著時間下降的。一般正激式變換器的初級線圈匝數(shù)與次級反電動勢能量吸收反饋線圈N3繞組的匝數(shù)是相等的，即：初、次級線圈匝數(shù)比為：1 ：1 ，因此，i1 = i3 。圖2-2-c）中，i3用虛線表示。圖2-2-b）正激式變換器次級反電動勢能量吸收反饋線圈N3繞組的電壓波形。這里取變壓器初、次級線圈匝數(shù)比為：1 ：1，因此，當次級線圈N3繞組產生的反電動勢電壓超過輸入電壓Ui時，整流二極管D3就導通，反電動勢電壓就被輸入電壓Ui和整流二極管D3進行限幅，并把限幅時流過整流二極管的電流送回供

25、電回路對電源或儲能濾波電容進行充電。精確計算電流i3的大小，可以根據(jù)（2-1）式以及下面方程式求得，當控制開關K關閉時：e3 = L3*di/dt = Ui K接通期間 （2-2）i3 = (Ui*Ton/nL1)- Ui*t/L3 K關斷期間 （2-3）上式中右邊的第一項就是流過變壓器初級線圈N1繞組中的最大勵磁電流被折算到次級線圈N3繞組中的電流，第二項是i3中隨著時間變化的分量。其中n為變壓器次級線圈與初級線圈的變壓比。值得注意的是，變壓器初、次級線圈的電感量不是與線圈匝數(shù)N成正比，而是與線圈匝數(shù)N2成正比。由（1-82）式可以看出，變壓器次級線圈N3繞組的匝數(shù)增多，即：L3電感量增大，

26、變壓器次級線圈N3繞組的電流i3就變小，并且容易出現(xiàn)斷流，說明反電動勢的能量容易釋放完。因此，變壓器次級線圈N3繞組匝數(shù)與變壓器初級線圈N1繞組匝數(shù)之比n最好大于一或等于一。當N1等于N3時，即：L1等于L3時，上式可以變?yōu)椋篿3 =Ui(Ton-t)/L3 K接通期間 （2-4）（2-4）式表明，當變壓器初級線圈N1繞組的匝數(shù)與次級線圈N3繞組的匝數(shù)相等時，如果控制開關的占空比D小于0.5，電流i3是不連續(xù)的；如果占空比D等于0.5，電流i3為臨界連續(xù)；如果占空比D大于0.5，電流i3為連續(xù)電流。這里順便說明，在圖1-17中，最好在整流二極管D1的兩端并聯(lián)一個高頻電容（圖中未畫出）。其好處一

27、方面可以吸收當控制開關K關斷瞬間變壓器次級線圈產生的高壓反電動勢能量，防止整流二極管D1擊穿；另一方面，電容吸收的能量在下半周整流二極管D1還沒導通前，它會通過放電（與輸出電壓串聯(lián)）的形式向負載提供能量。這個并聯(lián)電容不但可以提高電源的輸出電壓（相當于倍壓整流的作用），還可以大大地減小整流二極管D1的損耗，提高工作效率。同時，它還會降低反電動勢的電壓上升率，對降低電磁輻射有好處。第三章 12V/250W單輸出正激式變換器設計第3章 12V/250W單輸出正激式變換器設計3.1 12V/250W單輸出正激式變換器該變換器產生12V輸出電壓及22A輸出電流，常用于為游戲工作站或多媒體計算機供電。給定

28、功率的大小，推薦應用預變換電路(PFC電路)。該變換器的技術指標如下：Vbulk,min=350VdcVbulk,max=400VdcVout=12VVripple=V=50mV輸出電流Iout在10s內沖10A變化到20A情況下，最大Vout=250mV Iout,max=22ATA=70Fsw=100kHzMOSFET降額因子 kD=0.85二級管降額因子kd=0.5時間圖3-1 構建了用于測試負載瞬態(tài)響應的5V/12V雙開關正激式變換器，所得結果與仿真結果完好匹配在這種輸出功率下，不能使用單開關結構，應采用雙開關拓撲。首先，計算所需的變壓器匝數(shù)比，給定最大占空比為45%，效率為90%，基

29、于公式V=(t) ·dt=D·dt ，可寫出 Vout=Vbulk,minDmaxN (3-1)從上式求匝數(shù)比你，得到N=0.085 ( 3-2a)把上述值用于式（3-1），把輸入電壓從最小值改為最大值，可估計在高輸入電壓條件下的最小占空比為 （3-2b） 交叉頻率fc選為10kHz。頻率超過該值，變換器會引入開關噪聲并需要更仔細地布線。頻率低于此值嚴格的跌落電壓指標會導致需要選擇大體積的輸出電容。然而如果在計算的開始階段沒能求到合適的電容，則需要一些迭代運算。考慮到壓降大多取決于fc，輸出電容和階躍負載電流，可以用已經(jīng)得到的公式來推導得到第一個電容值： (3-3a)上面情

30、況假設了在交叉頻率處，ESR比電容容抗低很多： (3-3b) 因此，要選擇在最差情況下，在交叉頻率處，電容ESR低于電容阻抗，以限制ESR對瞬態(tài)輸出降落的影響。應用Rubycon公司生產的1000F ZL電容是個不錯的選擇：C=1000F在=105的情況下，=1820mA在=20的情況下，=23m在=-10的情況下，=69mZL系列，16V給定Iout為10A，上述室溫下的ESR將單獨產生輸出電壓負脈沖，其值為vout=Iout=10×23m=230mV (3-3c)如果技術指標為250mV，上述計算值是不可接受的。或者說，所選的電容，它的ESR值至少等于式(3-3b)所推薦的一半(

31、10m)。需要將三個ZL系列電容并聯(lián)來得到如下等效元件：Cout=3000F在=105的情況下, =5.5A在=20的情況下，=7.6m在=-10的情況下，=23mZL系列，16V在低溫時，負載脈沖會達到極限值，除非我們認為游戲工作站工作時的溫度不會低于0如果需要在圓頂建筑內玩游戲，顯然需要四個五個電容。最后需要檢查流過的有效電流。然而假設降壓輸出具有飛脈沖本質，我們不能期望該電流值太高。給定輸出功率值和大體積輸出電容，可以認為總紋波電壓只取決于ESR項。因而，如果電容ESR為15m(0時的近似值)，最大峰-峰輸出紋波電流滿足 (3-4)為得到電感值，可寫出截止期間的紋波表達式為 (3-5)應

32、用式(3-4)，可以推導最小電感值L滿足 (3-6)如果考慮到在高溫時，電感值有10%的下降，讓我們選輸出電感值為25H。25H電感使流過電容的有效值為 (3-7)式中，=L/()=25u/(600m×10u)=4.17,與第一章指出的一樣。設等效電容電流容量為5.5A，就沒有什么問題了。 副邊電流將達到峰值為 (3-8)在原邊，該電流折算為 (3-9a)電流谷值達到 (3-9b)如果認為控制器出現(xiàn)最大峰值電流時，對應于檢測電阻兩端的電壓為1V，那么，通過以下式可以計算檢測電阻，其中考慮了10%的裕度： (3-10)流過MOSFET、變壓器原邊和檢測電阻的電流與90W CCM反激式變

33、換器原邊電流類似。有效電流表達式稍有不同，因為該電流包含了副邊紋波通過匝數(shù)比N折算到原邊的電流(這里忽略了磁化電流的貢獻)： (3-11a)(3-11b)檢測電阻上耗散的功率為 (3-12) 該數(shù)值相當于250W輸出功率的0.3%，但假設要求效率為90%，仍希望選擇節(jié)約功率的電流變壓器。這類原件通常通過單匝原邊繞組檢測電流，吧檢測得到的電流折算到副邊并讓其流過負荷電阻。因而，可為控制器檢測輸入端提供相應的電壓。該變壓器起高通濾波作用，并具有等效截止頻率，顯然不能傳輸直流信號。3.2 MOSFET選擇MOSFET的選擇基于最大輸入電壓和降額因子(kd=0.85)。如果選擇耐壓為500V的器件(在

34、雙開關反激式變換器中，晶體管應力受輸入電壓限制)，最大輸入電壓必須限制在 (3-13) 如果在輕負載工作時，PFC不包括跳周模式，那么，輸出電壓將有可能達到過壓保護(OVP)值。因而，變壓器進入各種自我恢復呃逆模式。盡管出現(xiàn)過壓保護，檢查電路是否遵循式(3-13)是重要的。在MC33262控制器中,OVP設為調節(jié)后輸出電壓的8%，需要吧標稱輸入電壓減小到390Vdc以便在MOSFET上保持合適的安全裕度。 在瀏覽了多個制造商網(wǎng)站后，選擇由International Rectifier公司制造的IRFB16N50KPBF型MOSFET。該器件的技術指標如下： IRFB16N50KPBF TO22

35、0AB B+500V 在Tj=110的情況下，=770m =90nC =45nC 根據(jù)式(3-11b)，可以估計Tj=110時，MOSFET的導通損耗為 (3-14)開關導通損耗需要對實際器件進行測量，但可由下式做粗略估算： (3-15a)如果MOSFET啟動電路輸出的峰值電流為1A,那么，可估計交疊時間，此時電流和電壓彼此交叉，該時間約為 (3-15b)這是很粗略的計算，意在給出可能的功率耗散大小的概念。另外在該計算中認為驅動電流為常數(shù)，與柵源電壓無關。該說法對雙極型驅動電路(恒電流發(fā)生器)而言是對的，如UC384X系列電路，但在基于CMOS的驅動電路來說并不是這樣，其輸出電流固有有的與值得

36、變化有關（電阻性輸出行為）。式(3-15b)的計算包含米勒電荷，它低于總柵極電荷。(t)和(t)在交疊期間發(fā)生轉換并產生損耗，導通損耗為： (3-15c)截止損耗可由下式算出： (3-15d)該損耗數(shù)值達到(3-15e)另外，應用這些數(shù)值要十分小心，因為這些數(shù)值中包含了非線性參數(shù)，也并不能很好地表征如驅動電流能力等特性。這里給出這些數(shù)值是為了表示這些變量對最后損耗大小的影響，沒有必要堅持在實際電路中測量這些參數(shù)。3.3 緩沖器安裝如果在MOSFET漏源兩端安裝緩沖器，可以使漏源電壓上升稍作延遲。結果，電壓和電流交疊區(qū)域面積會稍有減小。緩沖器電路如圖3-2所示。如在交疊期間忽略R和D，則C直接連

37、接于MOSFET的漏源兩端。當驅動電路使MOSFET斷開，漏極電流下降，下降速度由控制器驅動電流決定。然而，由于電流需要其他通路，該電流轉向電容C。因而，漏源電壓增加，增加的速度主要由電容確定。漏源電壓為 (3-16)圖3-2a RCD緩沖器有助于減少截止損耗電容電流斜向上上升，從0（MOSFET閉合）開始直到峰值，該峰值大小為開關斷開時的。圖3-2(b)所示為與緩沖作用相關的典型波形。如果t為原邊電流從MOPSFET漏極轉移到緩沖電容所需的時間，可以推導得到漏極電壓式為 (3-17)上式是二次式，電壓形狀是拋物線曲線。如圖(3-2b)所示，開關損耗由于電容的作用而減小。借助于式(3-17)，

38、可以推導這些損耗的表達式并可用于指導電容的選擇：(3-18)遺憾的是，如果加入一個電容并讓他與功率開關并聯(lián)，在導通期間附加的開關損耗（電容C通過開關放電）將使減小MOSFET功率耗散的努力白費。這些電容損耗為 (3-19)上式表明電容值與產生的功率耗散之間存在線性關系。然而，觀察式(3-18)和式(3-19)，可看到改變電容值會產生相反的結果：如果C增加，導通損耗減小但電容損耗增加。因而，存在兩根曲線的交叉點，該點給出了最佳電容值，對應著兩種損耗機理產生的功率耗散相等。該點可通過推導與電容C相關的總額表達式來得到并通過表達式對電容C求導為零得到： (3-20) (3-21) (3-22)根據(jù)上

39、式求C，得 (3-23)回到設計例，把上述式輸入Mathcad并求由式(3-18)和式(3-19)所給出的兩種損耗曲線。結果如圖3-2c所示，他肯定了分析推導的合理性。當選擇60pF緩沖電容，總損耗值分配為： (3-24)圖3-2c 在同一圖中畫出開關損耗曲線，顯示了兩根曲線的交點：該點與最佳緩沖電容值對應該功率值由全部由MOSFET在導通和截止期間耗散。與1.65W相比，已經(jīng)減小了MOSFET截止期間的損耗，其值接近于1W。是否可以進一步減小MOSFET結溫使它保持在安全溫度范圍？是的，可以把導通電容耗散通過外部電阻消耗而不是由MOSFET來耗散。功率耗散保持為常數(shù)，但約功耗一半轉向增加的電

40、阻而不是MOSFET。改電阻與C串聯(lián)。然而，如果電阻耗散功率，該電阻在開關斷開期間會引入偏置，該偏置會破壞緩沖器帶來的好處。為避免該串聯(lián)偏置，用一個二極管讓電阻在電容充電期間短路（如圖3-2a所示）。在導通期間，最小的導通時間應確保電容C通過R完全充電；否則，截止損耗增加，這是因為電容上會累積起偏置值。如果RC電路充電或放電條件至少保持3，認為RC電路充電或放電，其中=RC。在現(xiàn)在情況下，該條件變換為 (3-25)把已經(jīng)計算得到的參數(shù)值代入上式并求R，得到 (3-26)該電阻值的選取應使式(3-24)的計算結果等于0.5W，因而，一個1W的電阻或把兩個0.5W電阻并聯(lián)使用可允許高電壓下工作。現(xiàn)

41、在可以計算MOSFET總損耗值，包含傳導和開關的貢獻： (3-27)給定TO-220封裝，需要一個熱沉。3.4 二極管選擇原邊續(xù)流二極管的選擇與變壓器磁化電感有關。通常，在離線應用中，電流值保持足夠低以適應1A二極管。在現(xiàn)在的情況下，設變壓器的磁化電感為10mH。在最大導通時間和最小輸入電壓下，磁化電流達到峰值，其值為 (3-28a)如果認為導通和截止斜率相等，在MOSFET截止后，經(jīng)以下延遲時間后磁電流復位： (3-28b)導通時間和復位時間相等，這是因為復位電壓相似(值為Vbulk)?？珊芸焱茖У狡骄娏髦禐?3-28c)在本應用中，MUR160型二極管可滿足要求。下面討論副邊二極管。在正

42、激式變換器中，兩個副邊二極管的峰值反向電壓(PIV)類似。給定匝數(shù)比為0.085，二極管峰值反向電壓(PIV)應保持為 (3-29)那么本應用中可使用反向耐壓為100V的肖特基二極管。TO-220封裝MBR60H100CT型或TO-247封裝的MBR40H100WT型二極管，正向壓降為0.6V，在Tj=150下的平均電流為20A。在最差情況下(低輸入電壓，導通時間最大)串聯(lián)二極管損耗的功率為 (3-30a)續(xù)流二極管的耗散將稍多，因為續(xù)流二極管在截止時間導通，在高輸入電壓時，截止時間最大使功耗增大： (3-30b)平均而言，這些二極管將耗散約為12W或總輸出功率的5%。采用同步整流來進一步減小

43、該功率耗散是合理的。在降壓驅動的變換器中，可以忽略輸出交流紋波，使得用MOSFET實現(xiàn)同步整流成為有吸引力的方案。因為在反激式或升壓變換器中不存在基于二極管的整流電路，MOSFET的電阻性通路()增加了有一個耗散因素。事實上，二極管動態(tài)電阻Rd通常足夠小，可忽略它對損耗的貢獻，即使存在大的交流紋波時也是如此。這一描述不適合于MOSFET的場合，因為MOSFET的是主要的耗散回路，并會被大交流紋波進一步惡化。在正激式變換器中，輸出交流紋波小，這由電容電流低于1A（見式（3-7）)來確認。如果期望每個同步二極管的耗散功率為2W，在忽略總有效值中的交流分量的情況下，需要的滿足 (3-31)給定低值，

44、應用電路中需要幾個MOSFET并聯(lián)工作才能滿足式(3-31)。在Tj=150的情況下，NTP75N06型二極管的為19m。為得到可接受的值，吧三個NTP75N06型二極管并聯(lián)，使總的在Tj=150的情況下為6.6m考慮到續(xù)流二極管整流器的負擔增加，需要4個NTP75N06型二極管以便達到5m。必須考慮價格的平衡，即兩個肖特基二極管及其熱沉與9個MOSFET之間價格的平衡，當然，如果總功率耗散在它們之間分散的話，工作時可能不需要熱沉。另外，自驅動MOSFET并不是萬能的，主要是由于磁心復位時，驅動電壓不足。這樣會短時間內激活續(xù)流MOSFET的體二極管，從而進一步使效率降低。使用專用控制器有助于解

45、決這一問題，但會解決這一問題，但會增加費用。3.5 小信號分析圖3-3所示為應用PWMCM自觸發(fā)交流模型的電流模式正激式變換器電路。所有元件使用上述計算所得的數(shù)值。光耦合器在25kHz處有一個極點，并給定相等低的上拉電阻值。應用自動k因子工具，為10kHz帶寬進行了補償，并對電路完成了交流掃描，如圖8.65b所示。計算所得到的數(shù)值如下：圖3-3a 應用PWMCM開關模型的小信號模型，其中變壓器出現(xiàn)在PWMCM開關模型的后面圖3-3b 無補償和適當補償后的波特圖構建內部除3電路模型的B1源通常用在電流模式控制器中。為測試該補償方法的有效性，構建了逐周模型，由兩個瞬態(tài)源Vreset和Vset組成簡

46、單的置位和復位電路。瞬態(tài)源由下列語句描述，電路如圖3-4a所示。Vset 3 0 PULSE 0 10 1n 1n 50n (Tsw)Vreset 16 0 PULSE 0 10 (Tsw*Dmax) 1n 1n 50n (Tsw) 圖3-4a有最大占空比限制的，應用簡化電流模式控制電路的逐周模型Tsw和Dmax為傳遞參數(shù)，分別可改變開關頻率和最大占空比。然后，進一步推導基于開關周期和施加的峰值電流的占空比。在有些時候，會發(fā)生沖突的情況，此時施加的峰值電流和其相關的導通時間被最大占空鉗位。在這種情況下，平均模型無法給出正確的大信號瞬態(tài)響應。這從3-4b中可以看到，圖中比較了由平均模型（沒有開關

47、元件）工作在最大占空比為80%的逐周模型以及工作在占空比為45%的同一變換器的響應。注意，占空比為80%的情況沒有物理意義，這是因為這一結構的常規(guī)正激式變換器在占空比為80%條件下是不能工作的。這顯示了占空比對瞬態(tài)響應的影響。解釋占空比對瞬態(tài)響應的影響，在于占空比鉗位電路對導通時間產生的限制作用，依次也鉗位了最大原邊峰值電流。因而，內在的限制了電感電流的上升時間并使其不能以較快的速率增加，盡管反饋環(huán)努力把上升速度推到最大值。如圖3-4c所示比較兩個斜率：無限制時為312mA/s，在有鉗位的情況下為80mA/s。難怪占空比為45%時的瞬態(tài)響應給出了較大的電壓落差(200mV)。然而，該數(shù)值仍然在

48、技術指標范圍內。如果電壓降落比期望值大，也沒有必要提高交叉頻率，因為環(huán)路已經(jīng)在尋求最大的功率。應該加輸出電容并重新構建補償電路。圖3-4b 由平均模型、占空比限制為80 %和45 %的逐周模型仿真得到的瞬態(tài)響應。從壓降值可清楚看出45%的占空比限制對響應的影響圖3-4c 觀察瞬態(tài)負載變化期間的電感電流斜率可清楚看到占空比限制對瞬態(tài)響應的影響3.6 瞬態(tài)仿真結果 我們用MOSFET模型更新了圖3-4a，并重新仿真(如圖3-5a所示)所選的控制器為PWMCMS，它的第二個輸出直接驅動變壓器，避免了直流耦合電容。首先，所選的MOSFET與最初的選擇不同，最初時缺乏MOSFET的SPICE模型。仿真時

49、使用SPP12N50C3 MOSFET，其在25時為700m，米勒電容為26nC。圖3-5b所示為放大了的漏極電壓和電流波形。對于這兩個信號進行積分（平均），可以得到每個MOSFET的平均功率為1.3W，比計算值稍好。然而，應記住，多數(shù)SPICE MOSFET的值對應的工作溫度為25，導通損耗應除以2（當結溫達150，值通常為室溫的兩倍）。3-5a 含功率MOSFET模型的最后仿真電路3-5b 放大MOSFET瞬態(tài)區(qū)信號顯示了轉換的快速性，在每個功率管上具有良好的功率耗散圖3-5c所示為驅動信號和輸出電壓信號，表明峰-峰紋波低于20mV（指標為50mV）。另外，電感峰值和谷值電流與初始計算相符

50、。圖3-5c 驅動電流與輸出電壓波形：低輸出紋波表明了與初始50mV的指標相符，有足夠的裕度 為計算得到效率值，通過測量流過直流源的平均電流，并把它乘以源電壓來計算得到Pin。測得到輸出功率Pout為輸入功率Pin的95%，當然沒有包含其他的損耗，在這些損耗中變壓器起著很大作用。該變壓器可由專業(yè)制造廠根據(jù)后面提供的數(shù)據(jù)制作。這些數(shù)據(jù)必須包括從原邊側得到的最大秒數(shù)值。觀察式(3-32)，該數(shù)值表示為> (3-32)這是正激式變換器的設計條件。如果不遵守該條件，變壓器將會在幾個開關周期之后很快飽和。在本例中，給定輸入電壓和占空比限制，最大伏特-秒值為 (3-33)提供給制造商的參數(shù)如下：=2

51、A=1.1A=12.6A=100kHz=380Vdc400Vdc=12V(電流為20A)=1:0.085電感本身有一系列技術指標，主要與連續(xù)輸出電流和最大峰值電流偏移量有關：L=25H=25A=20A=100kHz=3A(峰-峰值)圖3-6所示為最終電路圖，圖中給出了由開關頻率為100kHz，型號為NCP1217A組成的控制電路。改控制器可跳周工作并允許變換器在無負載下工作而不會失控。如UC384X系列控制器的致命弱點是占空比不能為0%。這一特征常常造成輸出過壓的情況，這是因為當導通時間最小時，在無負載條件下無法把輸出電壓維持在指標值。跳周能很好地解決該問題?？刂破髦绷麟娫磥碜暂o助電路，例如，低功率反激式控制器（如NCP101X系列的單片電路或來自安森美的NCP1027能很好實現(xiàn)該功能）。3-6用NCP1217A作為主控制器的最終變換器電路3.7 短路保護在前面的電路圖中可以看出，沒有保護電路。與反激式變換器不同，一個與原邊相連的副邊繞組只在導通期間傳遞Nvin電壓，使變換器發(fā)現(xiàn)不了副邊的問題。遺憾的是沒有