1、4逆變焊機主電路的設計4.1逆變焊機的工作原理與特點逆變焊機原理框圖如圖4.1所示。該系統采用雙閉環控制系統，圖中If為反饋電流，Uf為反饋電壓，19為給定電流，Ug為給定電壓，UO為實際輸出電壓。內環為電流反饋閉環控制，反饋信號由電流霍爾傳感器得到。外環為電壓反饋閉環控制，反饋信號由電壓霍爾傳感器得到。具體控制過程后做分析.逆變焊機工作時，先將單相220V/50Hz電壓整流并濾波后，變為逆變主回路所需的310V左右平滑直流電壓。然后將該直流電壓送入逆變主回路，經過大功率電子元件IGBT的交替逆變作用轉變成為ZOK左右的中頻交流電壓，再經過中頻降壓變壓器降壓至適合于焊接的幾十伏電壓，最后經過整

2、流濾波后得到直流焊接輸出。借助于控制電路及反饋回路，以及焊接回路的阻抗，可以得到焊接工藝所需的外特性和動特性。其交流變換順序為:工頻交流一直流一中頻交流一降壓一直流。焊機在“交流一直流一交流”階段的電壓頻率發生了改變，所以逆變焊也成為變頻焊機。交流和直流反復轉換的目的是為了提高該電壓的工作頻率。我們知道，按照正弦波分析時變壓器輸出有如下公式60:式中，變壓器的體積、重量與Ns有關，而NS與變壓器的工作頻率f又有直接關系。當凡一定時，若變壓器工作頻率從工頻(SOHz)提高到20KHz，則繞組匝數與鐵心截面積的乘積NS就減少到原來的l/400，而主變壓器在逆變焊機中通常所占重量為1/3到2/3，因

3、此提高變壓器的工作頻率可以使逆變焊機的體積和重量顯著的減少。同時，鋼和鐵的電能損耗將隨所需材料的明顯減少而大大降低，焊接質量也有進一步改善。由于上述原因，逆變焊機與傳統的晶閘管式焊機和晶體管式焊機相比，具有眾多優點:l)高效節能。逆變焊機材料的減少使焊機整體損耗大大降低，其效率可達80%到95%，功率因數可提高到0.9以上，空載損耗極小，只有幾十瓦，這一點在能源緊張的今天尤為可貴。2)體積小，重量輕。這是逆變焊機最明顯的優點，主變壓器的重量僅為傳統弧焊電源工頻變壓器的幾十分之一。3)動態響應時間短，控制速度提高。該特征是逆變焊機最重要的特點。普通晶閘管焊機的控制周期為3.3ms，而逆變焊機的動

4、態響應時間達到百微妙級，和電弧焊接諸物理過程的時間常數相當，故能更精確地控制電弧焊中各種物理現象，焊接的動態控制成為可能。4)控制能力增強，顯著提高工藝性能。控制能力是與控制速度、控制手段密切相關的。它直接反映了焊機適應焊接條件和焊接要求的能力。另一方面，焊機控制能力的增強主要依靠于器件速度的提高、微機的應用及現代化控制力等方法的應用。4.2常用的主電路拓撲結構目前，弧焊逆變焊機主電路所采用的拓撲主要包括全橋式、半橋式、雙管正激式和推挽式四種結構。l)全橋式逆變電路全橋式電路一般用于大功率逆變電源中，采用四個功率開關組成兩組開關對(S1、S4和S2、S3)，兩組開關管對交替閉合將輸入電流電壓變

5、成高頻交流，加在變壓器上。圖4.2為全橋式逆變電路的原理圖。全橋式逆變電路對開關管的耐壓要求低，變壓器的利用率高，易獲得大功率輸出。但其需要至少四個開關器件及相應的驅動電路，因此它的成本較之其它電路高。全橋式逆變電路是應用最廣的，國內外許多廠家如新時代、瑞凌、日本松下、美國林肯等焊機都采用此主電路結構。全橋式逆變電路存在偏磁現象和功率開關管直通問題。偏磁現象是由于功率開關管的開關時間存在差異，將導致變壓器所加正負半波的伏秒乘積不同，經過一定時間積累，會使變壓器單線偏磁直至飽和，這是變壓器相當于短路，由此產生很大的尖峰電流將燒毀功率開關管。通常在變壓器原邊串入一個無極性隔直電容以改善偏磁問題60

6、16l。2)半橋式逆變電路半橋式逆變電路的拓撲結構如圖4.3所示，這種拓撲結構只需要兩個開關器件，驅動電路簡單。但在電流容量相同的情況下，半橋式逆變電路所輸出的最大功率只有全橋式的一半，所以一般只適合于中等功率輸出的場合。半橋電路也存在直臂導通的問題。3)雙管正激式逆變電路雙管正激式逆變電路的原理圖如圖4.4所示。這種電路控制簡單，不存在直臂導通的問題，但開關管所承受的峰值電流和電壓較高，同時其高頻變壓器僅工作在磁滯回線的一側，故只適合中小功率輸出。4)推挽式逆變電路圖4.5為推挽式逆變電路的原理圖。推挽式逆變電路只用兩個開關器件就能獲得較大的功率輸出。一對功率管的發射極相連，兩組驅動電路彼此

7、間無須絕緣，驅動電路簡單。但功率管承受的反壓較大，原邊繞組只有一半時間工作，高頻變壓器利用率低，適合用于單相輸入的電源中。表4.1列出了上述四種拓撲結構的主要性能參數指標。其中所列的公式都是理論計算值，實際應用時由于變壓器漏感等寄生參數的存在，實際情況會與理想情況有所不同。比較半橋式和全橋式電路可知，當兩者所輸入、輸出電壓和額定功率相同時，雖然承受都是輸入電壓Vin，但半橋變換器中的開關元件的峰值電流為全橋式變換器的兩倍，而輸出電壓卻只有全橋式變換器的一半。因此全橋式變換器更適用于大功率的場合。4.3本系統的主電路設計方案逆變焊機的主電路承擔著轉換、傳遞能量的任務，是整個電源系統的基礎。主電路

8、必須安全、可靠，器件參數的選擇應該以極限工作條件為依據，并留有一定余量，保證所選器件工作在安全區域。本文設計的IGBT逆變焊機輸出電流為 160A，輸出電壓為27V，逆變器工作頻率為20KHz，要求系統具有平硬外特性和良好的動特性，電流、電壓響應要求迅速。由于全橋變換器可以提高變壓器的利用率，減小開關元件的電壓電流等級，傳輸功率大，因此在本系統主電路設計采用全橋式結構，拓撲結構圖如圖4.6所示。主電路主要包括三部分:第一部分，輸入整流濾波電路。二極管Dl一D4組成輸入整流電路(實際電路用整流模塊代替);電解電容Cl一C3和電阻Rl、咫組成濾波電路。第二部分，逆變器。VTI一VT4為功率開關管I

9、GBT管，與降壓變壓器T組成逆變器;RS一RS、CS一CS、DS一DS共同組成VTI一VT4的RCD吸收網絡，減少IGBT開關過程電流、電壓對管子的沖擊。第三部分，輸出整流濾波電路。快速整流二極管Dg、D10和直流電抗器Ll共同組成單相全波整流濾波輸出電路;電阻R3、R4和電容Cg、 C10共同組成Dg、D10的RCD吸收網絡。該主電路工作原理為:單相220V電壓經過單相橋式整流后，輸出為帶紋波的直流電壓，再經過電解電容Cl一C3組成的濾波電路濾波后得到310V平直的直流電壓。當控制電路輸出相同占空比的PWM脈沖控制IGBT，使它們輪流導通與關斷，此時，直流電壓被逆變成20K壬12的交流方波電

10、壓。VTI、VT4和VTZ、VT3的輪流導通和關斷使中頻變壓器Tl的原邊繞組上的電壓為正負對稱的方波。變壓器的次級繞組感應的交流方波電壓大小采用PWM方式進行調節，即改變驅動脈沖的占空比實現。變壓器輸出的交流方波電壓經過快恢復二極管Dg和D10整流后變成方波直流電壓，最后經過濾波電感(直流電抗器Ll)濾波后輸出較為平直的直流電壓 6211631。此時實現了對輸出電流的恒流控制。當控制電路輸出不同占空比的PWM脈沖控制IGBT組VTI、VT4和VTZ、VT3的開通與關斷，則逆變器輸出頻率為20KHz，幅值相同但平均值不同的交流方波脈沖。經過變壓器降壓整流濾波后，可以實現脈沖電流的輸出。可見，改變

11、控制脈沖的占空比就可以調節焊機電源的輸出。PWM脈沖占空比通過軟件程序設計，本系統選用相同占空比的PWM脈沖控制IGBT，使焊機輸出連續的直流電壓。4.4主電路參數的設計計算4.4.1中頻變壓器的設計中頻變壓器主要作用是電壓變換(降壓)、功率傳遞和實現輸人、輸出之間的隔離。由于中頻變壓器工作頻率高達ZOKHz，它要求磁芯材料高頻損耗盡可能小，此外還要求飽和磁通密度高，隨工作溫度升高，飽和磁密度的降低盡量小等。對于上述要求，采用性價比較好的鐵氧體材料做變壓器磁芯，功率損耗明顯減少。實際制作的變壓器磁芯采用雙E型磁芯組合而成。中頻變壓器一次側為1組繞組N1，二次側為2組繞組N2、N3對稱串聯。一次

12、電壓為方波電壓，其幅值為電網輸人電壓U;經整流濾波后輸出的電壓，按電網峰值電壓計算。式中Ul為中頻變壓器輸入電壓的幅值，取320V。二次測電壓U2，參考電機的輸出空載電壓70V，適量取大，留有一定的調節空間取80V，所以匝數比:實際二次電壓幅值:在此選用EE118型鐵氧體材料磁芯2組，每組磁芯有效截面積A為 11.8cm2，磁通密度變量B為0.2T。因為開關頻率設定為20KHz，周期T=50腳，考慮留有一定的“死區負載”，防止IGBT直導通。因此，要求一個周期內導通時間ton<25S。式中toN。為每只IGBT在一個周期內導通的最長時間，即最大脈沖寬度;焊機輸出電壓70V，U2為中頻變壓

13、器二次測電壓幅值80V。電網輸入電壓經過整流后，電壓最大值式中1.15位電網波動系數。所以變壓器一次側匝數至少為:式中N1為中頻變壓器一次側匝數，按20匝算，U1m為中頻變壓器輸人電壓最大值358V(考慮網壓15%波動的峰值)，B為中頻變壓器時磁芯磁通密度變量0.2T，A為磁芯有效截面積 11.8cm2。二次側的匝數9: 4.4.2逆變器的設計弧焊逆變器是數字化焊機主電路的核心。根據逆變器所選用的大功率開關器件的不同可分為:晶閘管(GTo)逆變器、晶體管(GTR)逆變器、場效應管(MOSFET)逆變器和絕緣柵雙極晶體管aGBT)逆變器等。GTR的開關速度較低，對動態特性有影響，而且是電流驅動方

14、式，驅動功率較大，還存在二次擊穿問題二MOSFET有較好的高速控制性能，然而容量小，難以實現大電流，主要應用于小型和輕型設備中。IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復合器件，它兼有MOSFET易驅動和功率晶體管電壓、電流容量大的優點，其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十千赫茲頻率范圍內，在較高頻率的大中功率應用中占據了主導地位。而且IGBT電壓驅動、開通和關斷容易，開關速度快，單個器件的載流容量大，電流密度高，開關和通態時功耗小，飽和壓降低，安全工作區寬，無二次擊穿現象。另外其輸入阻抗高，驅動電路功率小且簡單，是目前較為理想的功率開關器件，也是目前的發展方向，因此在本設

15、計中采用IGBT作為大功率開關器件。一般認為，逆變頻率越高，逆變器的經濟指標越高。實際上，逆變頻率的選擇要受到多種因素制約，例如功率開關器件、快速整流二極管本身的開關速度等。此外，頻率越高，對控制線路的設計要求也越高，電路的電磁干擾越嚴重，功率器件開關功率損耗越大，整機效率不一定更高。因此，頻率的選擇應該綜合考慮。本文設定開關頻率為ZOKHz，開關器件選用IGBT比較合適。IGBT的設計、選擇直接關系到整個焊機的安全、可靠。所以，選擇的參數必須在其正向偏置安全區 (FBSoA)。計算參數時留有的富裕量較大641。1、額定電壓UceP輸人電網電壓整流濾波后，直流輸出電壓最大值Ud式中為IGBT承

16、受的穩態最大電壓，Ui位電網電壓的有效值22ov，1.15位電網電壓波動系數，a位安全裕量系數。2、關斷時的峰值電壓 式中認為IGBT關斷時的峰值電壓;a位安全裕量系數， 1.15為過電壓系數，150為L*di/dt引起的尖峰電壓。為保險起見取1200V。3、額定電流Ic中頻變壓器一次側電流每只IGBT上流過的平均電流I=0.5*I1=20AIGBT額定電流式中Ics為IGBT額定電流計算值，I為每只IGBT管上平均電流， 1.414為峰值系數，1.5為 1min過載容量系數，1.4為IC減小系數。額定電流IC根據管子電流等級按10OA取。綜上所述，所選IGBT管額定電壓1200V，額定電流l

17、ooA。4.4.3輸入電路的設計輸入整流濾波電路是將交流電壓變為直流電壓。此外，還要求它還具有一定電壓輸出的保持能力，既能防止電網的干擾侵入電源，又能防止電源產生的諧波污染電網，亦即要具有抗干擾性1、輸入整流管硅管制造廠家給出的電流值是指正弦半波電流平均值。但是，流過整流管的波形不一定是正弦波形。因此，選擇整流管應該根據電流有效值進行選擇。正弦半波有效值 其中為廠家給出的額定電流值。管子發熱量則由公式(4.15)得，則由公式(4.14)與(4.16)得，整流管最高承受電壓留一定安全裕量，選600V/5OA的二極管4只，或相同規格的整流橋。2、輸入濾波電容單相220V(或三相380V)/50Hz

18、的交流電Vlin。經過全橋整流后得到脈動的直流電壓Vin，輸入濾波電容Ci。用來平滑這一直流電壓，使其脈動減小。Ci。的選擇是比較關鍵的。Ci。如果太小，直流電壓Vin的脈動就會比較大。為了得到所要求的輸出電壓，需要過大的占空比調節范圍和過高的控制閉環增益;同時，直流電壓Vi。的最小值Vin(min)也比較小，要求高頻變壓器的原副邊匝比變小，導致開關管的電流增大，輸出整流二極管的反向電壓增大。Ci。如果太大，其充電電流脈沖寬度變窄，幅值增高，導致輸入功率因數降低，EMI增加，過高的輸入電流(有效值)使得輸入整流管和濾波電容的損耗增加;同時，電容過大，成本也會增加。一般而言，用下述經驗算法。線電

19、壓有效值線電壓峰值整流濾波后直流電壓的最大脈動值: 整流濾波后直流電壓為了保證整流濾波后的直流電壓最小值Vin(min)符合要求，每個周期中Cin所提供的能量約為:每半個周期輸入濾波電容所提供的能量為因此輸入濾波電容容量為由于電容承受的電壓峰值為342v，實際中選用兩個 1500pF/4SOV的電解電容串聯使用。電解電容不是理想的電容，它本身的阻抗對電容上的電壓會產生影響。所以為了穩定電解電容兩端的電壓，使每組電容上的分壓相等，分別在每組電容兩端并聯了均壓電阻Rl和R2，選擇阻值R=R=10K。，額定功率為10w。有時為了濾波除去高頻干擾，需要在濾波電容組前面并聯一個電容。一般來說，只要該電容

20、能夠經受電壓的沖擊即可。4.4.4輸出電路的設計單相全波整流電路有全波和全橋之分，雖然全橋整流電路利用率高，但與全波整流相比，多出一對二極管，增大了電路的電壓損失，其損失量不能忽視。因而，輸出整流電路通常采用中心抽頭全波整流方式。1、輸出整流管輸出整流二極管的導通與關斷特性是影響主電路的工作頻率主要因素之一，影響IGBT的瞬時集電極電流與損耗，對電源整體效率有關鍵的影響。由于工作在20Kllz，不僅具有短的反向恢復時間和和小的反向恢復電流，而且反向電流的恢復以緩慢為好，減少噪音65。常用的輸出整流二極管有摻金擴散型、外延型、肖特基及PIN型。其中，PIN型的特點是正向壓降低，常溫時為0.85V

21、，正向壓降隨溫度升高反而下降，150時只有0.6V，和肖特基接近。反向時間短，不大于Zoons，反向漏電流在150及額定電壓下只有lmA，接近普通整流二極管。綜合各方面情況及性價比，輸出整流二極管選用PIN型快恢復二極管。對于單相全波整流電路，硅整流二極管額定電流·考慮到要留出一定的安全裕量，輸出整流二極管額定電壓按300v，電流20OA選取。2、直流電抗器直流電抗器的作用有兩方面:一是用于濾波，使電流連續，特別是小電流脈動大時，電抗器電感的選擇以最小直流電流波形連續為依據;二是改善電源的動態品質，在焊接短路過渡時，限制短路電流上升速度和短路電流峰值，以便改善電源的引弧性能和減少飛濺

22、。現代逆變焊接電源中，第二功能已經轉向主要依靠電子電抗器，直流電抗器的主要功能是濾波。因此，電抗量可以取得很小，這樣，直流電抗器體積、重量大為減小。直流電抗器的鐵芯有閉合和條形之分，本文選擇條形鐵芯，因為這樣在短路電流很大時，電抗器不會很快就飽和。鐵芯材料選擇普通硅鋼片，減少整臺焊機成本和提高性價比。在主電路電流未經過電抗器濾波之前是斷續的。為了獲得連續的輸出電流，電抗器的電感量L應滿足下述關系式165:對于逆變電源，L取值一般取晶閘管逆變器電感量的0.1一0.2倍66，所以取 0.05耐。確定繞組匝數:4.5主電路的仿真研究弧焊逆變電源的分析方法大體分為解析法和數值法兩類。解析法用解析符號表

23、達式來描述弧焊逆變電源的特性，物理概念清晰，能夠運用自動控制理論對弧焊逆變電源的設計起到理論指導作用。數值法基于仿真模型，利用計算機模擬弧焊逆變電源的動態變化過程，可以對線性開關過程進行深入研究。4.5.1弧焊逆變電源主電路的計算機仿真對于弧焊逆變電源的仿真分析，一種比較可行的途徑是以通用電路分析軟件為平臺，建立元器件的仿真模型，在準確提取實際元器件模型參數的基礎上，結合弧焊逆變器的具體電路進行仿真研究。弧焊逆變電源的元器件模型主要包括功率開關器件、電磁元器件模型和控制電路模型等三類。PspiCe、Matlab/Simulink等通用電路仿真軟件己經給出了所有這些基本元器件的外部特性等效模型(

24、宏模型)，用戶可以根據器件手冊給訂的參數或理論計算的參數對模型參數賦值，這樣綜合而成的電路模型能夠簡潔、有效的描述實際元器件和電路的特性。另外，有些芯片的宏模型和模型參數可以通過直接調用電路仿真軟件的庫文件而獲得6v一6s。目前，對弧焊系統的仿真研究大多是在先求解出功率變換器狀態方程的基礎上，利用 Matlab/Simulink模塊從理論上對系統進行的仿真。然而，焊接電源系統是一個強的非線性時變系統，僅僅用數學方程來加以描述是很難反映出系統的實際情況的，具有很大的局限性。而且，很多仿真只集中于局部電路研究，也不便于檢驗所建仿真系統的整體效果。因此，在此利用 Matlab/Simulink工具對

25、本文所設計的數字控制逆變焊接電源系統主電路進行了仿真研究。 Matlab的功能之一是具有可視化建模和仿真功能 5imulink，支持連續、離散或者兩者混合的線性或非線性系統，利用Simulink作為工具，對系統控制的動態過程進行建模和仿真。同時 Matlab的功率模塊可以用來進行建立主電路的仿真模型。因此， Matlab/Simulink能夠滿足數字控制弧焊電源這一非線性、離散系統的仿真研究，可以更完整地檢驗系統的性能，獲得理想的仿真結果，將弧焊系統的仿真研究水平可提升到一個新的高度，為實現弧焊電源數字化控制奠定基礎【69。對于可視化仿真來講，要想順利完成仿真任務，除了搭建起正確的系統模型外，

26、還要正確設置各個仿真模塊的參數值，力爭系統模型能夠最大限度地反映實際情況。主電路仿真參數設置如下:1、輸入交流電源:因為是220V交流輸入。交流電源采用三相交流電源的兩相，設定三相交流電源相電壓為127V。這樣線電壓就是220V，作為輸入交流市電。2、變壓器變比:變壓器邊比設置為n=4，因為變壓器的原副邊線圈匝數都比較少，特別是副邊只有4匝，因此它的電感幾乎可以忽略不計，且施tlab里面設定值是標么值，故把副邊電感設定為0，原邊電感設為0.0008。工作頻率是20KHz。3、整流橋設置:把三相整流橋改成兩相，其他設置不變。4、開關管占空比:43.6%5、IGBT設置:導通電阻Ron為0.lm。

27、;導通電感Lon為12名H;輸出濾波電感為腸二10尸H;輸出濾波電容為Cr=220博;6、輸出整流二極管參數設置(參考DSEI一2x121一06A的技術手冊):正向導通壓降Vf=0.9V;反向恢復時間為35ns;導通電阻ROn二0.oo5Q;開關頻率為20KHz。另外，輸入整流電容設定為5000解，并且只用一個電容，設計時采用兩個并聯是考慮到實際電容參數的不一致，仿真時不用去考慮這個問題，所以均壓電阻Rl、R2都不用參與仿真。負載端是采用一個電阻作為負載，跟實際有所差距，不過能夠達到仿真出電路工作特性的效果。4.5.2仿真結果分析根據焊接手冊，一般焊接中引弧到燃弧的過程不會超過15】。仿真中設

28、置仿真時間為0.75，電流的波形經過0.75基本達到穩定。仿真算法采用離散ode23bt算法，步長為le一6。以下所述是電弧負載設定為0.3Q時的電路各部分仿真波形分析。導致IGBT被關斷時儲存在電感中的能量無法及時釋放70。由于本電路設計選擇硬開關電路，所以IGBT的開通和關斷過程中有一定的沖擊，符合理論要求。副邊電壓有鋸齒波動是由于變壓器原邊帶有一定的電感所致。仿真波形說明了全橋變換器工作良好，輸出濾波電路的設計合理。圖4.10變壓器原副邊電壓、電流波形 Figure4.10Currentandvoltagewaveformoftransformer如圖4.n所示為變壓器原副邊沒有電感時的

29、原副邊電壓波形圖。從圖中可得，由于沒有電感的影響，電壓的波形非常平滑，同時也說明上述對圖5.4的分析準確。本設計中的變壓器原副邊匝數比較少，若匝數比較少，線圈的電感也比較低，例如本設計的副邊只有四匝，電感完全可以設定為零。考慮到導線有一定分布電感，原邊有一定量的電感存在，為了更加貼近實際，在仿真時給原邊設定了很小的一個電感值。從對輸出電壓和電流的觀察來看，該電感對整個電路幾乎沒有影響。圖4.n變壓器原副邊電壓、電流波形(電感為零) Figure4.11Currentandvoltagewaveformoftransformerwithoutinduction4)輸出整流二極管波形分析如圖4.12所示為輸出整流二極管兩端的電壓和流過二極管的電流波形。圖4.12輸出二極管的電壓、電流波形 Figure4.12Currentandvoltagewaveformofou咖tdiode從圖4.12中可以看出整流二極管的電壓和電流波形不是吻合，這是因為二極管并不是線性元件。另外，在二極管開通和關斷的過程中都存在一個階躍的過程，這主要是由于輸出濾波電感存在沖擊電流所導致的，變壓器的電